A generátort laboratóriumi kutatásokra szánják különféle elektronikai és automatizálási eszközök fejlesztésére és üzembe helyezésére.

A generátort az teszi univerzálissá, hogy a tápfeszültségek széles tartományában (7...41V) képes működni, nagy terhelhetősége (maximális kimeneti áram 250...500mA), stabil működése tized hertztől többig terjedő frekvenciákon. tíz kilohertz, a mikroáramkör tulajdonságai miatt TL494, amelyre tulajdonképpen a generátor épül.

És itt van a generátor működési elrendezése

Ezenkívül a kimeneti impulzusok amplitúdója közel azonos lehet a mikroáramkör tápfeszültségének értékével, azaz ennek a mikroáramkörnek a tápfeszültségének határértékéig + 41 V (a gyakorlati kivitelben azonban nem ajánlott a tápfeszültség határértékének használata, egyes mikroáramkörök nem működnek normálisan 35 V feletti feszültség esetén.
Impulzusszélesség / munkaciklus beállítási tartomány: 0-50% / 0-100%.
A tápfeszültség tartományban szinte észrevehetetlen a frekvencia eltolódás, mert A TL494 és analógjainak fő oszcillátora beépített referencia feszültségforrásról táplálkozik.

Rendszer

Több generátort gyűjtöttem össze különböző időpontokban és különböző célokra. TL494. Könnyű összeszerelés és beállítás, a generátor sokoldalúsága lehetővé teszi, hogy számos kivitelben, valamint különálló eszközként is használható legyen.

Az itt bemutatott generátoráramkör két „nagyjából” állítható kimenettel rendelkezik egy nem galvanikusan leválasztott eszköz vagy tesztelt komponens csatlakoztatásához (relék, erős térhatású és IGBT tranzisztorok kapui, különböző bemeneti szintű logikai eszközök bemenetei, lámpák, LED-ek, transzformátorok); csillapító a kimeneti szintek zökkenőmentes beállításával bármilyen kis jelű eszközhöz.

Az összes kimenet kimeneti szintjének beállítása külön történik, ami kiterjeszti a generátor képességeit. Például lehetőség van különböző bemeneti szintek (TTL/CMOS stb.) eszköz egyidejű tesztelésére.
A "durva" beállítást a DA1, DA2 mikroáramkörök feszültségszabályozói (a tápfeszültségtől függően 8 V-tól és magasabbak), sima - az R12, 17 változó ellenállások segítségével hajtják végre.

A frekvencia beállítását az S1 kapcsoló (nagyjából) és az R1 ellenállás (simán), a munkaciklust az R5 ellenállás végzi.
Az SA1 kapcsoló a generátor működési módját egyfázisról (egyciklusról) antifázisra (kétütemű) változtatja.

Az R4 ellenállás kiválasztja a lefedni kívánt frekvenciatartományt. Ha szükséges, ha pontosabb átfedés szükséges az egyes altartományokhoz, akkor S1-ként egy kétirányú kapcsolót kell használni, mindegyik altartományhoz kiválasztott ellenállásokkal (R4a-R4e).
Mert mikroáramkör példányok beállítási paraméterei TL494és sok analógja eltérő lehet, a munkaciklus beállítási tartománya szükség esetén az R2, R7 ellenállások segítségével választható ki.
Ugyanez vonatkozik a feszültségszabályozókra is. Tetszőleges elemalapra szerelhetők a legegyszerűbb sorosan állítható parametrikus stabilizátor áramköre szerint, amely 15-35 V-os feszültségforrásról 300 mA terhelőáramot képes biztosítani.

Ami az integrált stabilizátorokra szerelt szabályozókat illeti: az R3, R6, R8, R9 ellenállásokat is kiválasztják a kimeneti szintek kívánt beállítási tartományától és a rendelkezésre álló feszültségforrástól függően.
Az időzítő áramkör C1-C5 kondenzátorai a kívánt frekvenciatartományhoz vannak kiválasztva, kapacitásuk 10 mikrofaradtól az infra-alacsony altartományhoz és 1000 pikofaradig a legmagasabb frekvenciához lehet.

A csillapító áramkör is elvtelen: speciális igényekre van kiválasztva és kiszámítva, és ha nincs szükség csillapítóra, akkor teljesen hiányozhat.
Az egyszerűsítés kedvéért kombinálhatja a DA3 mikroáramkör 8-as, 11-es, 12-es érintkezőit, és hozzávetőlegesen beállíthatja a kimeneti szinteket az általános tápfeszültség megváltoztatásával, vagy teljesen elhagyhatja a durva beállítást, korlátozva magát a generátor kimenetén lévő változó ellenállásokra (ebben az esetben a generátor terhelhetősége csökken).
Ha nincs szükség nagy teljesítményű kimenetekre, a VT1, 2 tranzisztorokon lévő ismétlőket ki lehet küszöbölni.

TL494 egy PWM vezérlő, és régóta használják a számítógépes tápegységek különböző modelljeiben. Analógjai a mikroáramkörök KA7500és hazai klón KR1114EU4.

Csak a legfontosabb dolgokat.
Tápfeszültség 8-35V (40V-ig lehetségesnek tűnik, de nem teszteltem)
Együtemű és push-pull üzemmódban való működés képessége.

Egyciklusú üzemmód esetén az impulzus maximális időtartama 96% (nem kevesebb, mint 4% holtidő).
A kétütemű változatnál a holtidő időtartama nem lehet kevesebb 4%-nál.
A 4-es érintkezőre 0...3,3V feszültséget kapcsolva beállíthatja a holtidőt. És végezzen zökkenőmentes indítást.
A beépített stabilizált referencia feszültségforrás 5 V és áramerősség legfeljebb 10 mA.
Alacsony tápfeszültség ellen beépített védelem van, 5,5...7V (leggyakrabban 6,4V) alatt kikapcsol. Az a baj, hogy ezen a feszültségen a mosfetek már lineáris módba mennek és kiégnek...
A mikroáramkör-generátor kikapcsolása az Rt tű (6), a referenciafeszültség tű (14) vagy a Ct tű (5) kulccsal történő földelésével lehetséges.

Működési frekvencia 1…300 kHz.

Két beépített „hiba” műveleti erősítő Ku=70...95dB erősítéssel. Bemenetek - kimenetek (1); (2) és (15); (16). Az erősítők kimeneteit egy VAGY elem kombinálja, így amelyik kimeneti feszültsége nagyobb, az szabályozza az impulzus időtartamát. Az egyik komparátor bemenet általában a referenciafeszültséghez (14) van kötve, a második pedig - ahol kell... Az Erősítőn belüli jelkésleltetés 400 ns, nem egy órajelen belüli működésre tervezték.

A mikroáramkör kimeneti fokozatai, átlagosan 200 mA áramerősséggel, gyorsan feltöltik egy erős mosfet kapujának bemeneti kapacitását, de nem biztosítják a kisülést. ésszerű időn belül. Ezért külső meghajtóra van szükség.

5. tűs C2 kondenzátor és 6. érintkező R3 ellenállások; R4 - állítsa be a mikroáramkör belső oszcillátorának frekvenciáját. Push-pull módban osztva 2-vel.

Lehetőség van szinkronizálásra, bemeneti impulzusokkal történő triggerelésre.

Egyciklusú generátor állítható frekvenciával és munkaciklussal
Egyciklusú generátor állítható frekvenciával és munkaciklussal (az impulzus időtartamának és a szünet időtartamának aránya). Egy tranzisztoros kimeneti meghajtóval. Ez az üzemmód úgy valósul meg, hogy a 13-as érintkezőt egy közös tápbusszal csatlakoztatjuk.

séma (1)

Mivel a mikroáramkörnek két kimeneti fokozata van, amelyek ebben az esetben fázisban működnek, így párhuzamosan kapcsolhatók a kimeneti áram növelése érdekében... Vagy nincs benne... (zöld a diagramon) Valamint az R7 ellenállás nem mindig telepítve.

Az R10 ellenállás feszültségének műveleti erősítővel történő mérésével korlátozhatja a kimeneti áramot. A második bemenetet referenciafeszültséggel látja el az R5 osztó; R6. Na látod, az R10 felmelegszik.

Lánc C6; A (3) lábon lévő R11 a nagyobb stabilitás érdekében van elhelyezve, az adatlap kéri, de enélkül is működik. A tranzisztor NPN szerkezetként is használható.

séma (2)

séma (3)

Egyciklusú generátor állítható frekvenciával és munkaciklussal. Két tranzisztoros kimeneti meghajtóval (komplementer átjátszó).
Mit mondhatnék? A jel alakja jobb, a kapcsolási pillanatokban a tranziens folyamatok csökkennek, a terhelhetőség nagyobb, a hőveszteség kisebb. Bár ez lehet szubjektív vélemény. De. Most csak két tranzisztoros meghajtót használok. Igen, a kapuáramkör ellenállása korlátozza a kapcsolási tranziensek sebességét.

séma (4)

És itt van egy tipikus boost (boost) állítható egyvégű konverter áramköre, feszültségszabályozással és áramkorlátozással.

Az áramkör működik, több változatban is összeraktam. A kimeneti feszültség az L1 tekercs fordulatszámától és az R7 ellenállások ellenállásától függ; R10; R11, melyeket a beállítás során választanak ki... Maga az orsó bármire feltekerhető. Méret - teljesítménytől függően. Gyűrű, Sh-core, akár csak a rúdon. De nem szabad telítődnie. Ezért, ha a gyűrű ferritből készül, akkor le kell vágni és réssel ragasztani. A számítógép tápegységeiből származó nagy gyűrűk jól működnek, nem kell őket vágni, a rés már biztosított; Ha a mag W-alakú, akkor nem szerelünk be mágneses rést, ezek rövid, közepes maggal rendelkeznek - ezeken már van rés. Röviden: vastag rézzel vagy szerelőhuzallal tekerjük fel (teljesítménytől függően 0,5-1,0 mm) és a fordulatok száma 10 vagy több (attól függően, hogy milyen feszültséget szeretnénk kapni). A terhelést a tervezett kis teljesítményű feszültséghez kötjük. Az alkotásunkat egy erős lámpán keresztül csatlakoztatjuk az akkumulátorhoz. Ha a lámpa nem világít teljes intenzitással, vegyen egy voltmérőt és egy oszcilloszkópot...

Kiválasztjuk az R7 ellenállásokat; R10; R11 és az L1 tekercs fordulatszáma, elérve a terhelésnél a kívánt feszültséget.

Fojtó Dr1 - 5...10 fordulat vastag dróttal bármilyen magon. Még olyan opciókat is láttam, ahol az L1 és a Dr1 ugyanazon a magon van feltekerve. Én magam nem ellenőriztem.

séma (5)

Ez is egy igazi boost converter áramkör, amivel például laptopot tölthetünk autó akkumulátorról. A bemenetek (15) komparátora figyeli a „donor” akkumulátor feszültségét, és kikapcsolja az átalakítót, ha a feszültség a kiválasztott küszöb alá esik.

Lánc C8; R12; A VD2 - az úgynevezett Snubber - az induktív emisszió visszaszorítására szolgál. Egy kisfeszültségű MOSFET spórol, pl az IRF3205 ha nem tévedek (lefolyó - forrás) 50V-ig bírja. Ez azonban nagymértékben csökkenti a hatékonyságot. A dióda és az ellenállás is eléggé felforrósodik. Ez növeli a megbízhatóságot. Egyes üzemmódokban (áramkörökben), anélkül, hogy egy nagy teljesítményű tranzisztor egyszerűen azonnal kiég. De néha mindezek nélkül is működik... Meg kell nézni az oszcilloszkópot...

séma (6)

Push-pull master generátor.
Különféle tervezési és beállítási lehetőségek.
Első pillantásra a kapcsolóáramkörök sokfélesége jóval szerényebb számban adódik, amelyek valóban működnek... Az első dolog, amit általában megteszek, ha „ravasz” áramkört látok, hogy átrajzoljam az ismert szabványba. nekem. Korábban GOST-nak hívták. Manapság nem világos, hogyan kell rajzolni, ami rendkívül megnehezíti az észlelést. És elrejti a hibákat. Szerintem ezt gyakran szándékosan teszik.
Mester oszcillátor félhídhoz vagy hídhoz. Ez a legegyszerűbb generátor Az impulzus időtartama és frekvenciája manuálisan állítható be. Az időtartamot a (3) lábon lévő optocsatolóval is beállíthatja, de a beállítás nagyon éles. A mikroáramkör működésének megszakítására használtam. Egyes „világítótestek” szerint lehetetlen (3) tűvel vezérelni, a mikroáramkör kiég, de tapasztalataim megerősítik ennek a megoldásnak a működőképességét. Egyébként sikeresen használták hegesztő inverterben.

Generátor TL494-en állítható frekvenciával és munkaciklussal

Kísérletek és hangolási munkák során nagyon hasznos eszköz a frekvenciagenerátor. A követelmények kicsik, csak a következőkre van szüksége:

• frekvencia beállítás (impulzusismétlési periódus)
• a munkaciklus beállítása (üzemi tényező, impulzushossz)
• széleskörű

Ezeket a követelményeket teljes mértékben kielégíti a jól ismert és elterjedt TL494 mikroáramkörre épülő generátor áramkör. Ez és ennek az áramkörnek sok más alkatrésze megtalálható a szükségtelen számítógép tápegységében. A generátornak van kimenő teljesítménye, és képes a logikai és a tápegység külön táplálására. Az áramkör logikai része tápról táplálható, illetve váltakozó feszültségről is táplálható (egyenirányító van a diagramon).

A generátor frekvenciabeállítási tartománya rendkívül magas - több tíz hertztől 500 kHz-ig, és bizonyos esetekben akár 1 MHz-ig is, a mikroáramköröktől függően a különböző gyártók a maximális frekvencia „összenyomható” valós értékével rendelkeznek ki".

Térjünk át a séma leírására:

Pit± és Pit~ - az áramkör digitális részének tápellátása, egyen- és váltakozó feszültséggel, 16-20 volt.
A Vout a tápegység tápfeszültsége, a generátor kimenetén lesz, 12 V-tól. Az áramkör digitális részének ebből a feszültségből való táplálásához a Vout és a Pit± csatlakoztatása szükséges, figyelembe véve a polaritást (16 volttól).
OUT(+/D) - a generátor teljesítménye, figyelembe véve a polaritást. + - teljesítmény plusz, D - a térhatású tranzisztor elvezetése. A terhelés hozzájuk kapcsolódik.
G D S - csavaros blokk térhatású tranzisztor csatlakoztatásához, amelyet az Ön frekvencia- és teljesítményigényétől függően paraméterek szerint választanak ki. A nyomtatott áramköri kártya elrendezése a kimeneti kapcsoló vezetékeinek minimális hosszának és a szükséges szélességének figyelembevételével történik.

Vezérlők:

Az Rt egy változó ellenállás a generátor frekvenciatartományának szabályozására. Az alábbiakban mellékelünk egy online számológépet a TL494 frekvenciájának kiszámításához. Az R2 ellenállás korlátozza a mikroáramkör időzítő ellenállásának minimális ellenállását. Kiválasztható a mikroáramkör egy adott példányához, vagy az ábrán látható módon telepíthető.
A Ct egy frekvencia-beállító kondenzátor, ismét egy hivatkozás az online számológépre. Lehetővé teszi az igényeknek megfelelő beállítási tartomány beállítását.
Az Rdt egy változó ellenállás a munkaciklus beállítására. Az R1 ellenállással pontosan beállíthatja a beállítási tartományt 1% és 99% között, és helyette egy jumpert helyezhet előtérbe.

Ct, nF:
R2, kOhm:
Rt, kOhm:

Néhány szó az áramkör működéséről. A mikroáramkör 13. érintkezőjére alacsony szintet kapcsolva (kimeneti vezérlés) egyciklusú üzemmódba kapcsol. A mikroáramkör alsó tranzisztorát az R3 ellenállásra töltik, hogy létrehozzanak egy kimenetet a frekvenciamérő (frekvenciamérő) generátorához való csatlakozáshoz. A mikroáramkör felső tranzisztora vezérli a meghajtót egy komplementer S8050 és S8550 tranzisztorpáron, amelyek feladata a kimeneti teljesítménytranzisztor kapujának vezérlése. Az R5 ellenállás korlátozza a kapu áramát, értéke módosítható. Az L1 induktor és egy 47n kapacitású kondenzátor egy szűrőt képez, amely megvédi a TL494-et a meghajtó által okozott esetleges interferencia ellen. Előfordulhat, hogy az induktor induktivitását be kell állítani a frekvenciatartománynak megfelelően. Meg kell jegyezni, hogy az S8050 és az S8550 tranzisztorokat nem véletlenül választották, mivel elegendő teljesítménnyel és sebességgel rendelkeznek, amely biztosítja a frontok szükséges meredekségét. Mint látható, a rendszer rendkívül egyszerű és ugyanakkor funkcionális.

Az Rt változó ellenállást két sorba kapcsolt ellenállás formájában kell elkészíteni - egyfordulatú és többfordulatú, ha szüksége van a frekvenciaszabályozás simaságára és pontosságára.

Nyomtatott áramkör, a hagyományokat követve,

Az impulzusgenerátort laboratóriumi kutatásokra használják elektronikai eszközök fejlesztésére és beállítására. A generátor 7 és 41 V közötti feszültségtartományban működik, és a kimeneti tranzisztortól függően nagy terhelhetőségű. A kimeneti impulzusok amplitúdója megegyezhet a mikroáramkör tápfeszültségének értékével, ennek a mikroáramkörnek a tápfeszültségének határértékéig +41 V. Alapját mindenki ismeri, és gyakran használják.

Analógok TL494 mikroáramkörök KA7500 és hazai klónja - KR1114EU4 .

Paraméter határértékek:

Tápfeszültség 41V
Erősítő bemeneti feszültsége (Vcc+0,3)V
A kollektor kimeneti feszültsége 41V
A kollektor kimeneti árama 250mA
Teljes teljesítmény disszipáció folyamatos üzemmódban 1W
Működési környezeti hőmérséklet tartomány:
-c utótag L -25..85С
-utótaggal С.0..70С
Tárolási hőmérséklet tartomány -65…+150С

A készülék sematikus diagramja

Négyzetes impulzusgenerátor áramkör

Generátor nyomtatott áramköri lap TL494 és a többi fájl egy külön fájlban található.

A frekvencia beállítását az S2 kapcsoló (nagyjából) és az RV1 ellenállás (simán), a munkaciklust pedig az RV2 ellenállás szabályozza. Az SA1 kapcsoló a generátor működési módját egyfázisról (egyciklusról) antifázisra (kétütemű) változtatja. Az R3 ellenállás kiválasztja a lefedendő legoptimálisabb frekvenciatartományt, az R1, R2 ellenállások segítségével kiválasztható a munkaciklus beállítási tartománya.

Impulzusgenerátor alkatrészek

Az időzítő áramkör C1-C4 kondenzátorai a kívánt frekvenciatartományhoz vannak kiválasztva, kapacitásuk 10 mikrofaradtól az infra-alacsony altartományhoz és 1000 pikofaradig a legmagasabb frekvenciához lehet.

Átlagosan 200 mA áramkorlát mellett az áramkör elég gyorsan képes feltölteni a kaput, de
Lehetetlen kisütni kikapcsolt tranzisztor mellett. A kapu kisütése földelt ellenállással szintén nem kielégítően lassú. Erre a célra egy független kiegészítő átjátszót használnak.

• Olvassa el: "Hogyan készítsd el számítógépről."

A tranzisztorokat bármely alacsony telítési feszültséggel és elegendő áramtartalékkal rendelkező HF-en választják ki. Például KT972+973. Ha nincs szükség nagy teljesítményű kimenetekre, a kiegészítő jelismétlő kiküszöbölhető. Második 20 kOm-os konstrukciós ellenállás hiányában két 10 kOm-es állandó ellenállást használtak, amelyek 50%-on belüli terhelhetőséget biztosítanak. A projekt szerzője Alekszandr Terentjev.

Általános leírás és használat

494 TLés ennek későbbi változatai a leggyakrabban használt mikroáramkör a push-pull teljesítményátalakítók építéséhez.

• TL494 (a Texas Instruments eredeti fejlesztése) - PWM feszültségátalakító IC egyvégű kimenetekkel (TL 494 IN - csomag DIP16, -25..85C, TL 494 CN - DIP16, 0..70C).
• K1006EU4 - a TL494 hazai analógja
• TL594 - a TL494 analógja a hibaerősítők és a komparátor pontosabbá tételével
• TL598 - a TL594 analógja push-pull (pnp-npn) jelismétlővel a kimeneten

Ez az anyag az eredeti műszaki dokumentum témájának általánosítása Texas Instruments, publikációk International Rectifier („Power semiconductor devices International Rectifier”, Voronezh, 1999) és Motorola.

Ennek a mikroáramkörnek az előnyei és hátrányai:

• Plusz: Fejlett vezérlő áramkörök, két differenciálerősítő (logikai funkciókat is ellát)
• Hátrányok: Az egyfázisú kimenetek további rögzítést igényelnek (az UC3825-höz képest)
• Mínusz: Az áramvezérlés nem elérhető, viszonylag lassú visszacsatolási hurok (nem kritikus az autóipari PN-ben)
• Hátrányok: Két vagy több IC szinkron csatlakoztatása nem olyan kényelmes, mint az UC3825 esetében

1. A TL494 chipek jellemzői

ION és feszültségcsökkenés védelmi áramkörök. Az áramkör akkor kapcsol be, ha a teljesítmény eléri az 5,5...7,0 V küszöbértéket (tipikus érték 6,4 V). Eddig a pillanatig a belső vezérlőbuszok tiltják a generátor és az áramkör logikai részének működését. Az üresjárati áram +15 V tápfeszültségnél (a kimeneti tranzisztorok le vannak tiltva) nem haladja meg a 10 mA-t. Az ION +5V (+4,75..+5,25 V, a kimenet stabilizálása nem rosszabb, mint +/- 25mV) akár 10 mA átfolyó áramot biztosít. Az ION csak egy NPN emitter követővel erősíthető (lásd TI 19-20. oldal), de egy ilyen „stabilizátor” kimenetén a feszültség nagymértékben függ a terhelési áramtól.

Generátor 0..+3.0V fűrészfog feszültséget generál (az amplitúdót az ION állítja be) a Ct időzítő kondenzátoron (5. érintkező) a TL494 Texas Instruments és 0...+2.8V a TL494 Motorola esetében (mit tehetünk) elvárják másoktól?), illetve a TI F =1,0/(RtCt), a Motorola esetében F=1,1/(RtCt).

Az 1 és 300 kHz közötti üzemi frekvenciák elfogadhatók, az ajánlott tartományban Rt = 1...500 kOhm, Ct = 470pF...10 μF. Ebben az esetben a frekvencia jellemző hőmérséklet-eltolódása (természetesen a csatlakoztatott alkatrészek eltolódása nélkül) +/-3%, a tápfeszültségtől függő frekvenciaeltolódás pedig a teljes megengedett tartományban 0,1%-on belül van.

A generátor távoli kikapcsolásához egy külső kulccsal rövidre zárhatja az Rt (6) bemenetet az ION kimenetével, vagy rövidre zárhatja a Ct-t a testtel. Természetesen az Rt, Ct kiválasztásakor figyelembe kell venni a nyitott kapcsoló szivárgási ellenállását.

Nyugalmi fázis vezérlő bemenet (munkaciklus) a nyugalmi fázis komparátoron keresztül beállítja a szükséges minimális szünetet az impulzusok között az áramkör karjaiban. Ez szükséges mind az átmenő áram megakadályozásához az IC-n kívüli teljesítményfokozatokban, mind a trigger stabil működéséhez - a TL494 digitális részének kapcsolási ideje 200 ns. A kimeneti jel akkor aktiválódik, ha a fűrész Ct-vel túllépi a 4. vezérlőbemenet (DT) feszültségét. 150 kHz-ig terjedő órajelnél nulla vezérlőfeszültség mellett a nyugalmi fázis = a periódus 3%-a (a vezérlőjel egyenértékű torzítása 100..120 mV), magas frekvenciákon a beépített korrekció a nyugalmi fázist 200-ra bővíti. .300 ns.

A DT bemeneti áramkör segítségével beállíthat egy rögzített nyugalmi fázist (R-R osztó), lágyindítási módot (R-C), távoli leállítást (kulcs), és használhatja a DT-t lineáris vezérlőbemenetként. A bemeneti áramkört PNP tranzisztorok segítségével állítják össze, így a bemeneti áram (1,0 μA-ig) az IC-ből kifolyik, nem pedig abba. Az áramerősség meglehetősen nagy, ezért kerülni kell a nagy ellenállású (100 kOhm-nál nem nagyobb) ellenállásokat. Lásd a TI, 23. oldalt a TL430 (431) 3-elvezetéses zener-diódával végzett túlfeszültség-védelem példájával kapcsolatban.

Erősítők hiba- Valójában olyan műveleti erősítők, amelyek Ku = 70...95 dB állandó feszültség mellett (60 dB a korai sorozatoknál), Ku = 1 350 kHz-en. A bemeneti áramkörök PNP tranzisztorokkal vannak összeállítva, így a bemeneti áram (maximum 1,0 μA) az IC-ből kifolyik, nem pedig abba. Az áramerősség elég nagy a műveleti erősítőhöz, az előfeszítési feszültség is nagy (akár 10 mV), ezért kerülni kell a nagy ellenállású (100 kOhm-nál nem nagyobb) ellenállásokat a vezérlőáramkörökben. De a pnp bemenetek használatának köszönhetően a bemeneti feszültség -0,3 V és Vsupply-2 V között van.

A két erősítő kimenetét dióda VAGY kombinálja. A magasabb kimeneti feszültségű erősítő veszi át a logikát. Ebben az esetben a kimeneti jel külön nem, hanem csak a dióda VAGY kimenetéről (egyben a hibakomparátor bemenetéről) érhető el. Így vonal módban csak egy erősítő hurkolható. Ez az erősítő a fő, lineáris visszacsatoló hurkot a kimeneti feszültségen zárja. Ebben az esetben a második erősítő használható komparátorként - például a kimeneti áram túllépése esetén, vagy kulcsként logikai riasztáshoz (túlmelegedés, rövidzárlat stb.), távoli leállításhoz stb. a komparátor bemenetei az ION-hoz vannak kötve, és logikai jelet szerveznek a második VAGY riasztási jelekre (még jobb - logikai ÉS normál állapotjelekre).

Ha RC frekvenciafüggő operációs rendszert használ, ne feledje, hogy az erősítők kimenete valójában egyvégű (soros dióda!), tehát feltölti a kapacitást (felfelé), és hosszú ideig tart lefelé kisütni. Ezen a kimeneten a feszültség 0..+3.5V-on belül van (kicsit több, mint a generátor kilengése), majd a feszültség együtthatója meredeken leesik és kb. 4.5V-nál a kimeneten az erősítők telítődtek. Hasonlóképpen kerülni kell az alacsony ellenállású ellenállásokat az erősítő kimeneti áramkörében (visszacsatoló hurok).

Az erősítőket nem úgy tervezték, hogy a működési frekvenciához képest egy órajelen belül működjenek. Az erősítőn belüli 400 ns jelterjedési késleltetéssel túl lassúak ehhez, és a trigger vezérlő logika nem engedi (a kimeneten oldalimpulzusok jelennének meg). Valódi PN áramkörökben az OS áramkör vágási frekvenciája 200-10000 Hz nagyságrendben van kiválasztva.

Trigger és kimenet vezérlő logika- Legalább 7 V tápfeszültséggel, ha a generátornál nagyobb a fűrészfeszültség, mint a DT vezérlő bemenetén, és ha a fűrészfeszültség nagyobb, mint bármelyik hibaerősítőnél (figyelembe véve a beépített küszöbértékeket ill. eltolások) - az áramköri kimenet megengedett. Amikor a generátort maximumról nullára állítják, a kimenetek kikapcsolnak. A parafázis kimenetű trigger a frekvenciát felére osztja. A 13. bemeneten lévő logikai 0 (kimeneti mód) esetén a trigger fázisokat a VAGY kombinálja, és egyidejűleg táplálja mindkét kimenetre a logikai 1-gyel, mindegyik kimenet külön-külön kapja meg a fázist.

Kimeneti tranzisztorok- npn Darlingtonok beépített hővédelemmel (de áramvédelem nélkül). Így a minimális feszültségesés a kollektor (általában a pozitív buszra zárva) és az emitter között (terhelésnél) 1,5 V (jellemzően 200 mA-nél), és egy közös emitterrel rendelkező áramkörben valamivel jobb, 1,1 V tipikus. A maximális kimeneti áram (egy nyitott tranzisztorral) 500 mA-re korlátozódik, a teljes chip maximális teljesítménye 1 W.

2. Az alkalmazás jellemzői

Dolgozzon egy MIS tranzisztor kapuján. Kimeneti átjátszók

Ha kapacitív terhelésen működik, amely hagyományosan egy MIS tranzisztor kapuja, a TL494 kimeneti tranzisztorokat egy emitterkövető kapcsolja be. Ha az átlagos áramerősség 200 mA-re van korlátozva, az áramkör képes gyorsan feltölteni a kaput, de lehetetlen kisütni kikapcsolt tranzisztor mellett. A kapu kisütése földelt ellenállással szintén nem kielégítően lassú. Végül is a kapukapacitás feszültsége exponenciálisan csökken, és a tranzisztor kikapcsolásához a kaput 10 V-ról legfeljebb 3 V-ra kell kisütni. Az ellenálláson keresztüli kisülési áram mindig kisebb lesz, mint a tranzisztoron áthaladó töltőáram (és az ellenállás eléggé felmelegszik, és felfelé haladva ellopja a kapcsolóáramot).

A lehetőség. Kisütő áramkör külső pnp tranzisztoron keresztül (a Shikhman webhelyéről kölcsönözve – lásd a „Jensen erősítő tápegységét”). A kapu töltésekor a diódán átfolyó áram kikapcsolja a külső PNP tranzisztort, amikor az IC kimenetet kikapcsolják, a dióda kikapcsol, a tranzisztor kinyílik, és lemeríti a kaput. Mínusz - csak kis terhelési kapacitáson működik (az IC kimeneti tranzisztor áramtartaléka korlátozza).

A TL598 használatakor (push-pull kimenettel) az alsó bitoldal funkciója már be van kötve a chipen. Az A lehetőség ebben az esetben nem praktikus.

B opció. Független kiegészítő átjátszó. Mivel a fő áramterhelést külső tranzisztor kezeli, a terhelés kapacitása (töltőáram) gyakorlatilag korlátlan. Tranzisztorok és diódák - bármilyen HF alacsony telítési feszültséggel és Ck-vel, valamint elegendő áramtartalékkal (1A impulzusonként vagy több). Például KT644+646, KT972+973. Az átjátszó „földjét” közvetlenül a tápkapcsoló forrása mellé kell forrasztani. Az átjátszó tranzisztorok kollektorait kerámia kondenzátorral kell sönteni (az ábrán nem látható).

Az, hogy melyik áramkört válasszuk, elsősorban a terhelés jellegétől (kapu-kapacitás vagy kapcsolási töltés), a működési frekvenciától és az impulzusélek időigényétől függ. És ezek (az előlapok) legyenek a lehető leggyorsabbak, mert az MIS kapcsolón lévő tranziens folyamatok során a hőveszteségek nagy része eloszlik. Azt javaslom, hogy a probléma teljes elemzéséhez forduljon az International Rectifier gyűjtemény publikációihoz, de egy példára szorítkozom.

Egy erős tranzisztor - IRFI1010N - a kapu referencia teljes töltése Qg = 130 nC. Ez nem kis teljesítmény, mert a tranzisztor kivételesen nagy csatornafelülettel rendelkezik, ami rendkívül alacsony csatornaellenállást biztosít (12 mOhm). Ezekre a kulcsokra van szükség a 12 V-os konvertereknél, ahol minden milliohm számít. A csatorna nyitásának biztosításához a kaput Vg=+6V-tal kell ellátni a földhöz képest, míg a teljes kaputöltés Qg(Vg)=60nC. A 10V-ra feltöltött kapu megbízható kisütéséhez Qg(Vg)=90nC feloldása szükséges.

2. Áramvédelem, lágyindítás, munkaciklus korlátozás megvalósítása

Általános szabály, hogy a terhelési áramkörben egy soros ellenállást kérnek, hogy áramérzékelőként működjön. De értékes voltokat és wattokat fog ellopni az átalakító kimenetén, és csak a terhelési áramköröket figyeli, és nem fogja tudni érzékelni a rövidzárlatokat az elsődleges áramkörökben. A megoldás egy induktív áramérzékelő a primer körben.

Maga az érzékelő (áramváltó) egy miniatűr toroid tekercs (belső átmérőjének az érzékelő tekercsén kívül szabadon át kell haladnia a fő transzformátor primer tekercsének vezetékén). A transzformátor primer tekercsének vezetékét átvezetjük a tóruszon (de nem a forrás „földelő” vezetékén!). A detektor felfutási időállandóját az órajel kb. 3-10 periódusára, a lecsengési idejét 10-szeresére állítottuk be, az optocsatoló válaszárama alapján (kb. 2-10 mA 1,2-1,6 feszültségeséssel). V).

A diagram jobb oldalán két tipikus megoldás található a TL494-re. Az Rdt1-Rdt2 osztó beállítja a maximális munkaciklust (minimális pihenési fázis). Például, ha Rdt1=4,7kOhm, Rdt2=47kOhm a 4-es kimeneten az állandó feszültség Udt=450mV, ami 18...22%-os nyugalmi fázisnak felel meg (az IC sorozattól és a működési frekvenciától függően).

A tápfeszültség bekapcsolásakor a Css lemerül, és a DT bemenet potenciálja Vref (+5 V) lesz. A Css-t az Rss-n (más néven Rdt2-n) keresztül töltik fel, simán csökkentve a potenciális DT-t az osztó által korlátozott alsó határig. Ez egy "lágy indítás". Css = 47 μF és a jelzett ellenállások esetén az áramköri kimenetek a bekapcsolás után 0,1 másodperccel nyitnak, és további 0,3-0,5 másodpercen belül elérik az üzemi munkaciklust.

Az áramkörben az Rdt1, Rdt2, Css mellett két szivárgás van - az optocsatoló szivárgási árama (magas hőmérsékleten legfeljebb 10 μA, szobahőmérsékleten körülbelül 0,1-1 μA) és az IC alapárama bemeneti tranzisztor, amely a DT bemenetről áramlik. Annak biztosítására, hogy ezek az áramok ne befolyásolják jelentősen az osztó pontosságát, az Rdt2=Rss értéke legfeljebb 5 kOhm, az Rdt1 pedig nem nagyobb, mint 100 kOhm.

Természetesen az optocsatoló és a DT áramkör kiválasztása a vezérléshez nem alapvető. Lehetőség van arra is, hogy komparátor módban hibaerősítőt használjunk, és blokkoljuk a generátor kapacitását vagy ellenállását (például ugyanazzal az optocsatolóval) - de ez csak leállás, nem sima korlátozás.

Generátor TL494-en állítható frekvenciával és munkaciklussal

Kísérletek és hangolási munkák során nagyon hasznos eszköz a frekvenciagenerátor. A követelmények kicsik, csak a következőkre van szüksége:

• frekvencia beállítás (impulzusismétlési periódus)
• a munkaciklus beállítása (üzemi tényező, impulzushossz)
• széleskörű

Ezeket a követelményeket teljes mértékben kielégíti a jól ismert és elterjedt TL494 mikroáramkörre épülő generátor áramkör. Ez és ennek az áramkörnek sok más alkatrésze megtalálható a szükségtelen számítógép tápegységében. A generátornak van kimenő teljesítménye, és képes a logikai és a tápegység külön táplálására. Az áramkör logikai része tápról táplálható, illetve váltakozó feszültségről is táplálható (egyenirányító van a diagramon).

A generátor frekvenciabeállítási tartománya rendkívül magas - több tíz hertztől 500 kHz-ig, és bizonyos esetekben akár 1 MHz-ig is, a mikroáramköröktől függően a különböző gyártók a maximális frekvencia „összenyomható” valós értékével rendelkeznek ki".

Térjünk át a séma leírására:

Pit± és Pit~ - az áramkör digitális részének tápellátása, egyen- és váltakozó feszültséggel, 16-20 volt.
A Vout a tápegység tápfeszültsége, a generátor kimenetén lesz, 12 V-tól. Az áramkör digitális részének ebből a feszültségből való táplálásához a Vout és a Pit± csatlakoztatása szükséges, figyelembe véve a polaritást (16 volttól).
OUT(+/D) - a generátor teljesítménye, figyelembe véve a polaritást. + - teljesítmény plusz, D - a térhatású tranzisztor elvezetése. A terhelés hozzájuk kapcsolódik.
G D S - csavaros blokk térhatású tranzisztor csatlakoztatásához, amelyet az Ön frekvencia- és teljesítményigényétől függően paraméterek szerint választanak ki. A nyomtatott áramköri kártya elrendezése a kimeneti kapcsoló vezetékeinek minimális hosszának és a szükséges szélességének figyelembevételével történik.

Vezérlők:

Az Rt egy változó ellenállás a generátor frekvenciatartományának szabályozására. Az alábbiakban mellékelünk egy online számológépet a TL494 frekvenciájának kiszámításához. Az R2 ellenállás korlátozza a mikroáramkör időzítő ellenállásának minimális ellenállását. Kiválasztható a mikroáramkör egy adott példányához, vagy az ábrán látható módon telepíthető.
A Ct egy frekvencia-beállító kondenzátor, ismét egy hivatkozás az online számológépre. Lehetővé teszi az igényeknek megfelelő beállítási tartomány beállítását.
Az Rdt egy változó ellenállás a munkaciklus beállítására. Az R1 ellenállással pontosan beállíthatja a beállítási tartományt 1% és 99% között, és helyette egy jumpert helyezhet előtérbe.

Ct, nF:
R2, kOhm:
Rt, kOhm:

Néhány szó az áramkör működéséről. A mikroáramkör 13. érintkezőjére alacsony szintet kapcsolva (kimeneti vezérlés) egyciklusú üzemmódba kapcsol. A mikroáramkör alsó tranzisztorát az R3 ellenállásra töltik, hogy létrehozzanak egy kimenetet a frekvenciamérő (frekvenciamérő) generátorához való csatlakozáshoz. A mikroáramkör felső tranzisztora vezérli a meghajtót egy komplementer S8050 és S8550 tranzisztorpáron, amelyek feladata a kimeneti teljesítménytranzisztor kapujának vezérlése. Az R5 ellenállás korlátozza a kapu áramát, értéke módosítható. Az L1 induktor és egy 47n kapacitású kondenzátor egy szűrőt képez, amely megvédi a TL494-et a meghajtó által okozott esetleges interferencia ellen. Előfordulhat, hogy az induktor induktivitását be kell állítani a frekvenciatartománynak megfelelően. Meg kell jegyezni, hogy az S8050 és az S8550 tranzisztorokat nem véletlenül választották, mivel elegendő teljesítménnyel és sebességgel rendelkeznek, amely biztosítja a frontok szükséges meredekségét. Mint látható, a rendszer rendkívül egyszerű és ugyanakkor funkcionális.

Az Rt változó ellenállást két sorba kapcsolt ellenállás formájában kell elkészíteni - egyfordulatú és többfordulatú, ha szüksége van a frekvenciaszabályozás simaságára és pontosságára.

A nyomtatott áramköri lapot a hagyományokat követve filctollal rajzolják és réz-szulfáttal maratják.

Szinte bármilyen térhatású tranzisztor, amely alkalmas feszültségre, áramra és frekvenciára, használható teljesítménytranzisztorként. Ezek lehetnek: IRF530, IRF630, IRF640, IRF840.

Minél kisebb a tranzisztor ellenállása nyitott állapotban, annál kevésbé melegszik fel működés közben. A radiátor jelenléte azonban kötelező.

A szórólapon található diagram szerint összeszerelve és tesztelve.

Csak a legfontosabb dolgokat.
Tápfeszültség 8-35V (40V-ig lehetségesnek tűnik, de nem teszteltem)
Együtemű és push-pull üzemmódban való működés képessége.

Egyciklusú üzemmód esetén az impulzus maximális időtartama 96% (nem kevesebb, mint 4% holtidő).
A kétütemű változatnál a holtidő időtartama nem lehet kevesebb 4%-nál.
A 4-es érintkezőre 0...3,3V feszültséget kapcsolva beállíthatja a holtidőt. És végezzen zökkenőmentes indítást.
A beépített stabilizált referencia feszültségforrás 5 V és áramerősség legfeljebb 10 mA.
Alacsony tápfeszültség ellen beépített védelem van, 5,5...7V (leggyakrabban 6,4V) alatt kikapcsol. Az a baj, hogy ezen a feszültségen a mosfetek már lineáris módba mennek és kiégnek...
A mikroáramkör-generátor kikapcsolása az Rt tű (6), a referenciafeszültség tű (14) vagy a Ct tű (5) kulccsal történő földelésével lehetséges.

Működési frekvencia 1…300 kHz.

Két beépített „hiba” műveleti erősítő Ku=70...95dB erősítéssel. Bemenetek - kimenetek (1); (2) és (15); (16). Az erősítők kimeneteit egy VAGY elem kombinálja, így amelyik kimeneti feszültsége nagyobb, az szabályozza az impulzus időtartamát. Az egyik komparátor bemenet általában a referenciafeszültséghez (14) van kötve, a második pedig - ahol kell... Az Erősítőn belüli jelkésleltetés 400 ns, nem egy órajelen belüli működésre tervezték.

A mikroáramkör kimeneti fokozatai, átlagosan 200 mA áramerősséggel, gyorsan feltöltik egy erős mosfet kapujának bemeneti kapacitását, de nem biztosítják a kisülést. ésszerű időn belül. Ezért külső meghajtóra van szükség.

5. tűs C2 kondenzátor és 6. érintkező R3 ellenállások; R4 - állítsa be a mikroáramkör belső oszcillátorának frekvenciáját. Push-pull módban osztva 2-vel.

Lehetőség van szinkronizálásra, bemeneti impulzusokkal történő triggerelésre.

Egyciklusú generátor állítható frekvenciával és munkaciklussal
Egyciklusú generátor állítható frekvenciával és munkaciklussal (az impulzus időtartamának és a szünet időtartamának aránya). Egy tranzisztoros kimeneti meghajtóval. Ez az üzemmód úgy valósul meg, hogy a 13-as érintkezőt egy közös tápbusszal csatlakoztatjuk.

séma (1)

Mivel a mikroáramkörnek két kimeneti fokozata van, amelyek ebben az esetben fázisban működnek, így párhuzamosan kapcsolhatók a kimeneti áram növelése érdekében... Vagy nincs benne... (zöld a diagramon) Valamint az R7 ellenállás nem mindig telepítve.

Az R10 ellenállás feszültségének műveleti erősítővel történő mérésével korlátozhatja a kimeneti áramot. A második bemenetet referenciafeszültséggel látja el az R5 osztó; R6. Na látod, az R10 felmelegszik.

Lánc C6; A (3) lábon lévő R11 a nagyobb stabilitás érdekében van elhelyezve, az adatlap kéri, de enélkül is működik. A tranzisztor NPN szerkezetként is használható.

séma (2)

séma (3)

Egyciklusú generátor állítható frekvenciával és munkaciklussal. Két tranzisztoros kimeneti meghajtóval (komplementer átjátszó).
Mit mondhatnék? A jel alakja jobb, a kapcsolási pillanatokban a tranziens folyamatok csökkennek, a terhelhetőség nagyobb, a hőveszteség kisebb. Bár ez lehet szubjektív vélemény. De. Most csak két tranzisztoros meghajtót használok. Igen, a kapuáramkör ellenállása korlátozza a kapcsolási tranziensek sebességét.

séma (4)

És itt van egy tipikus boost (boost) állítható egyvégű konverter áramkörünk, feszültségszabályozással és áramkorlátozással.

Az áramkör működik, több változatban is összeraktam. A kimeneti feszültség az L1 tekercs fordulatszámától és az R7 ellenállások ellenállásától függ; R10; R11, melyeket a beállítás során választanak ki... Maga az orsó bármire feltekerhető. Méret - teljesítménytől függően. Gyűrű, Sh-core, akár csak a rúdon. De nem szabad telítődnie. Ezért, ha a gyűrű ferritből készül, akkor le kell vágni és réssel ragasztani. A számítógép tápegységeiből származó nagy gyűrűk jól működnek, nem kell őket vágni, a rés már biztosított; Ha a mag W-alakú, akkor nem szerelünk be mágneses rést, ezek rövid, közepes maggal rendelkeznek - ezeken már van rés. Röviden: vastag rézzel vagy szerelőhuzallal tekerjük fel (teljesítménytől függően 0,5-1,0 mm) és a fordulatok száma 10 vagy több (attól függően, hogy milyen feszültséget szeretnénk kapni). A terhelést a tervezett kis teljesítményű feszültséghez kötjük. Az alkotásunkat egy erős lámpán keresztül csatlakoztatjuk az akkumulátorhoz. Ha a lámpa nem világít teljes intenzitással, vegyen egy voltmérőt és egy oszcilloszkópot...

Kiválasztjuk az R7 ellenállásokat; R10; R11 és az L1 tekercs fordulatszáma, elérve a terhelésnél a kívánt feszültséget.

Fojtó Dr1 - 5...10 fordulat vastag dróttal bármilyen magon. Még olyan opciókat is láttam, ahol az L1 és a Dr1 ugyanazon a magon van feltekerve. Én magam nem ellenőriztem.

séma (5)

Ez is egy igazi boost converter áramkör, amivel például laptopot tölthetünk autó akkumulátorról. A bemenetek (15) komparátora figyeli a „donor” akkumulátor feszültségét, és kikapcsolja az átalakítót, ha a feszültség a kiválasztott küszöb alá esik.

Lánc C8; R12; A VD2 - az úgynevezett Snubber - az induktív emisszió visszaszorítására szolgál. Egy kisfeszültségű MOSFET spórol, pl az IRF3205 ha nem tévedek (lefolyó - forrás) 50V-ig bírja. Ez azonban nagymértékben csökkenti a hatékonyságot. A dióda és az ellenállás is eléggé felforrósodik. Ez növeli a megbízhatóságot. Egyes üzemmódokban (áramkörökben), anélkül, hogy egy nagy teljesítményű tranzisztor egyszerűen azonnal kiég. De néha mindezek nélkül is működik... Meg kell nézni az oszcilloszkópot...

séma (6)

Push-pull master generátor.
Különféle tervezési és beállítási lehetőségek.
Első pillantásra a kapcsolóáramkörök sokfélesége jóval szerényebb számban adódik, amelyek valóban működnek... Az első dolog, amit általában megteszek, ha „ravasz” áramkört látok, hogy átrajzoljam az ismert szabványba. nekem. Korábban GOST-nak hívták. Manapság nem világos, hogyan kell rajzolni, ami rendkívül megnehezíti az észlelést. És elrejti a hibákat. Szerintem ezt gyakran szándékosan teszik.
Mester oszcillátor félhídhoz vagy hídhoz. Ez a legegyszerűbb generátor Az impulzus időtartama és frekvenciája manuálisan állítható be. Az időtartamot a (3) lábon lévő optocsatolóval is beállíthatja, de a beállítás nagyon éles. A mikroáramkör működésének megszakítására használtam. Egyes „világítótestek” szerint lehetetlen (3) tűvel vezérelni, a mikroáramkör kiég, de tapasztalataim megerősítik ennek a megoldásnak a működőképességét. Egyébként sikeresen használták hegesztő inverterben.

séma (10)

Példák áram- és feszültségszabályozás (stabilizálás) megvalósítására. Nekem tetszett, amit a 12. számú képen csináltam. Valószínűleg nem kell kék kondenzátort telepítenie, de jobb, ha megvan.

séma (11)

A tápegységek tervezésében részt vevő összes elektronikai mérnök előbb-utóbb szembesül a terhelési egyenérték hiányával vagy a meglévő terhelések, illetve méretek funkcionális korlátaival. Szerencsére az olcsó és erős térhatású tranzisztorok megjelenése az orosz piacon valamelyest korrigált a helyzeten.

Elkezdtek megjelenni a térhatású tranzisztorokon alapuló elektronikus terhelések amatőr tervezései, amelyek alkalmasabbak elektronikus ellenállásként való használatra, mint bipoláris társaik: jobb hőmérséklet-stabilitás, csaknem nulla csatornaellenállás nyitott állapotban, alacsony vezérlőáramok - a fő előnyök, amelyek meghatározzák az elektromos ellenállást. előnyben részesítik nagy teljesítményű eszközök szabályozó elemeként való alkalmazásukat. Sőt, sokféle ajánlat jelent meg az eszközgyártóktól, amelyek árlistái tele vannak az elektronikus terhelések legkülönfélébb modelljeivel. De mivel a gyártók nagyon összetett és többfunkciós termékeiket, az úgynevezett „elektronikus terheléseket” elsősorban a termelésre összpontosítják, ezeknek a termékeknek az ára olyan magas, hogy csak egy nagyon gazdag ember engedheti meg magának a vásárlást. Igaz, nem teljesen világos, hogy egy gazdag embernek miért van szüksége elektronikus terhelésre.

Nem vettem észre semmilyen kereskedelmi gyártású EN-t, amely az amatőr mérnöki szektort célozta volna. Ez azt jelenti, hogy újra mindent magának kell megtennie. Eh... Kezdjük.

Az elektronikus terhelési egyenérték előnyei

Miért előnyben részesítik elvileg az elektronikus terhelési egyenértékeket a hagyományos eszközökkel szemben (erős ellenállások, izzólámpák, hőmelegítők és egyéb eszközök), amelyeket a tervezők gyakran használnak a különféle teljesítményeszközök beállításakor?

A portál polgárai, akik részt vesznek a tápegységek tervezésében és javításában, kétségtelenül tudják a választ erre a kérdésre. Személy szerint két tényezőt látok, ami elegendő ahhoz, hogy az Ön „laboratóriumában” legyen elektronikus terhelés: kis méretek, a terhelési teljesítmény nagy határok közötti szabályozásának lehetősége egyszerű eszközökkel (ugyanúgy, ahogyan a hangerőt vagy a kimeneti feszültséget szabályozzuk). a tápegység - normál változó ellenállással, és nem erős kapcsolóérintkezőkkel, reosztát motorral stb.).

Emellett az elektronikus terhelés „műveletei” könnyen automatizálhatók, így egyszerűbbé és kifinomultabbá téve az elektromos terhelést használó teljesítményeszköz tesztelését. Ugyanakkor természetesen a mérnök szeme és keze felszabadul, és a munka eredményesebbé válik. De az összes lehetséges csengő, síp és tökéletesség örömei nem ebben a cikkben találhatók, és talán egy másik szerzőtől. Addig is beszéljünk még egyfajta elektronikus terhelésről - impulzusról.

Az EN impulzusos változatának jellemzői

Az analóg elektronikus terhelések minden bizonnyal jók, és sokan azok közül, akik elektromos terhelést használtak a tápegységek beállításakor, értékelték előnyeit. Az impulzusos tápegységeknek megvannak a sajátosságai, amelyek lehetővé teszik a tápegység impulzusterhelés melletti működésének értékelését, mint például a digitális eszközök működése. Az erős hangfrekvenciás erősítők a tápegységekre is jellemző hatással vannak, ezért jó lenne tudni, hogy egy adott erősítőhöz tervezett és gyártott táp hogyan viselkedik egy meghatározott terhelés mellett.

A javítandó tápegységek diagnosztizálása során az impulzusos EN használatának hatása is észrevehető. Például impulzusos EN segítségével egy modern számítógépes tápegység meghibásodását találták. Ennek a 850 wattos tápegységnek a bejelentett meghibásodása a következő volt: a számítógép, amikor ezzel a tápegységgel dolgozott, véletlenszerűen kikapcsolt bármikor, amikor bármilyen alkalmazással dolgozott, függetlenül a leállításkor fogyasztott áramtól. Normál terhelésre tesztelve (egy csomó erős +3V, +5V-os ellenállás és +12V-os halogén izzók) ez a tápegység dörömbölve működött több órán keresztül, annak ellenére, hogy a terhelési teljesítmény a 2/3-a volt. bejelentett hatalom. A hiba akkor jelentkezett, amikor egy impulzusos elektromos tápegységet csatlakoztattak a +3 V csatornához, és a tápegység azonnal kikapcsolt, amint az ampermérő tű elérte az 1A jelet. Ebben az esetben a többi pozitív feszültségcsatornán a terhelési áramok nem haladták meg a 3A-t. A felügyelő tábla hibásnak bizonyult, és kicserélték egy hasonlóra (szerencsére volt ugyanaz a tápegység kiégett tápegységgel), ami után a tápegység normálisan működött az impulzus számára megengedett maximális áramerősséggel. használt tápegység példány (10A), amely ebben a cikkben a leírás tárgya.

Ötlet

Az impulzusterhelés létrehozásának ötlete elég régen felmerült, és 2002-ben valósult meg először, de nem a jelenlegi formájában és más elemalapon és kicsit más célokra, és akkor még nem volt elegendő ösztönzők és egyéb indokok számomra, hogy ezt az ötletet kidolgozzam. Most a csillagok másképp helyezkednek el, és valami összeállt ennek az eszköznek a következő inkarnációjához. Másrészt a készülék kezdetben kissé más célt szolgált - az impulzustranszformátorok és fojtótekercsek paramétereinek ellenőrzése. De az egyik nem zavarja a másikat. Egyébként, ha valaki induktív alkatrészeket szeretne kutatni ezzel vagy hasonló eszközzel, kérem: az alábbiakban tiszteletreméltó (teljesítményelektronika területén) mérnökök e témával foglalkozó cikkeinek archívumát találja.

Tehát elvileg mi az a „klasszikus” (analóg) EN? Áramstabilizátor rövidzárlati üzemmódban működik. És semmi más. Akinek pedig bármilyen szenvedélyében igaza lesz, az bezárja a töltő vagy a hegesztőgép kimeneti csatlakozóit, és azt mondja: ez elektronikus terhelés! Természetesen nem tény, hogy egy ilyen rövidzárlatnak nem lesz káros következménye sem a készülékekre, sem magára a kezelőre nézve, de mindkét eszköz valóban áramforrás, és némi finomhangolás után azt állíthatja, hogy elektronikus terhelés, mint bármely más tetszőlegesen primitív áramforrás. Az analóg EN áramerőssége a vizsgált tápegység kimenetén lévő feszültségtől, a térhatású tranzisztor csatorna ohmos ellenállásától függ, amelyet a kapu feszültségértéke állít be.

Az impulzusos áramforrásban lévő áramerősség a paraméterek összegétől függ, amelyek magukban foglalják az impulzusszélességet, a kimeneti kapcsoló nyitott csatornájának minimális ellenállását és a vizsgált tápegység tulajdonságait (kondenzátorok kapacitása, induktivitása). táp fojtótekercsek, kimeneti feszültség).
Nyitott kapcsoló esetén az EN rövid távú zárlatot képez, amelyben a vizsgált tápegység kondenzátorai kisülnek, és a fojtótekercsek (ha a tápegységben vannak) hajlamosak telítődni. Klasszikus rövidzárlat azonban nem fordul elő, mert Az impulzusszélességet időben korlátozzák a mikroszekundumos értékek, amelyek meghatározzák a tápegység kondenzátorainak kisülési áramának nagyságát.
Ugyanakkor az impulzusos tápegység tesztelése szélsőségesebb a vizsgált tápegység esetében. De egy ilyen ellenőrzés több „csapdát” tár fel, beleértve a tápegységhez szállított tápvezetékek minőségét. Így, amikor egy impulzusos tápegységet egy 12 voltos tápegységhez csatlakoztatnak 0,8 mm magátmérőjű és 5 A terhelőáramú rézvezetékekkel, az elektromos tápegység oszcillogramja hullámzást mutatott, amely téglalap alakú sorozat volt. impulzusok legfeljebb 2 V-os kilengéssel és éles tüskék, amelyek amplitúdója megegyezik a tápfeszültséggel. Magának a tápegységnek a kivezetésein gyakorlatilag nem volt pulzálás az elektromos tápegységtől. Magán az EN-en a hullámzást minimálisra (50 mV alá) csökkentették az EN-t tápláló vezetékek magjainak számának növelésével - akár 6-ra. A „kétmagos” változatban a minimális hullámosság a „ hatmagos” változatot egy további 4700 mF kapacitású elektrolit kondenzátor felszerelésével értük el a terheléses tápvezetékek csatlakozási pontjaiban. Tehát tápegység építésekor az impulzusos tápegység nagyon hasznos lehet.

Rendszer

Az EN összeszerelése népszerű (a nagyszámú újrahasznosított számítógépes tápegységnek köszönhetően) alkatrészek felhasználásával történik. Az EN áramkör egy generátort tartalmaz állítható frekvenciával és impulzusszélességgel, hő- és áramvédelemmel. A generátor PWM-en készül TL494.

A frekvencia beállítását az R1 változó ellenállás végzi; munkaciklus - R2; hőérzékenység - R4; áramkorlát - R14.
A generátor kimenetét egy emitterkövető (VT1, VT2) táplálja, hogy a 4 vagy annál nagyobb térhatású tranzisztorok kapukapacitásával működjön.

Az áramkör generátor része és a VT1, VT2 tranzisztoron lévő pufferfokozat +12...15V kimeneti feszültségű, maximum 2A áramerősségű külön tápforrásról vagy a teljesítmény +12V csatornájáról táplálható. a kínálat tesztelés alatt áll.

Az EN kimenete (drain of the field-effect tranzistor) a vizsgált tápegység „+” jelére, az EN közös vezetéke a tápegység közös vezetékére csatlakozik. A térhatású tranzisztorok mindegyik kapuját (csoportos használat esetén) saját ellenállással kell a pufferfokozat kimenetére kötni, ezzel kiegyenlíteni a kapuparaméterek (kapacitás, küszöbfeszültség) különbségét és biztosítva a szinkron működést. a kapcsolók közül.

A fényképek azt mutatják, hogy az EN kártyán egy pár LED található: zöld - terhelési teljesítményjelző, piros jelzi a mikroáramköri hibaerősítők működését kritikus hőmérsékleten (állandó fény), vagy ha az áram korlátozott (alig észrevehető villogás). A piros LED működését egy KT315 tranzisztoron lévő gomb vezérli, melynek emittere közös vezetékre van kötve; alap (5-15 kOhm-os ellenálláson keresztül) a mikroáramkör 3. érintkezőjével; kollektor - (1,1 kOhm-os ellenálláson keresztül) a LED katódjával, amelynek anódja a DA1 mikroáramkör 8, 11, 12 érintkezőihez csatlakozik. Ez a csomópont nem látható a diagramon, mert nem feltétlenül kötelező.

Az R16 ellenállással kapcsolatban. Amikor 10A áram halad át rajta, az ellenállás által disszipált teljesítmény 5 W lesz (a diagramon feltüntetett ellenállással). A tényleges kialakításban 0,1 Ohm ellenállású ellenállást használnak (a szükséges értéket nem találták meg), és a testében azonos áramerősséggel disszipált teljesítmény 10 W lesz. Ebben az esetben az ellenállás hőmérséklete jóval magasabb, mint az EN gombok hőmérséklete, amelyek (a képen látható radiátor használatakor) nem nagyon melegszenek fel. Ezért jobb, ha a hőmérséklet-érzékelőt az R16-os ellenállásra (vagy annak közvetlen közelébe) szereli fel, és nem a radiátorra EN gombokkal.

Az impulzusgenerátort laboratóriumi kutatásokra használják elektronikai eszközök fejlesztésére és beállítására. A generátor 7 és 41 V közötti feszültségtartományban működik, és a kimeneti tranzisztortól függően nagy terhelhetőségű. A kimeneti impulzusok amplitúdója megegyezhet a mikroáramkör tápfeszültségének értékével, ennek a mikroáramkörnek a tápfeszültségének határértékéig +41 V. Alapját mindenki ismeri, és gyakran használják.

Analógok TL494 mikroáramkörök KA7500 és hazai klónja - KR1114EU4 .

Paraméter határértékek:

Tápfeszültség 41V
Erősítő bemeneti feszültsége (Vcc+0,3)V
A kollektor kimeneti feszültsége 41V
A kollektor kimeneti árama 250mA
Teljes teljesítmény disszipáció folyamatos üzemmódban 1W
Működési környezeti hőmérséklet tartomány:
-c utótag L -25..85С
-utótaggal С.0..70С
Tárolási hőmérséklet tartomány -65…+150С

A készülék sematikus diagramja

Négyzetes impulzusgenerátor áramkör

Generátor nyomtatott áramköri lap TL494 és a többi fájl egy külön fájlban található.

A frekvencia beállítását az S2 kapcsoló (nagyjából) és az RV1 ellenállás (simán), a munkaciklust pedig az RV2 ellenállás szabályozza. Az SA1 kapcsoló a generátor működési módját egyfázisról (egyciklusról) antifázisra (kétütemű) változtatja. Az R3 ellenállás kiválasztja a lefedendő legoptimálisabb frekvenciatartományt, az R1, R2 ellenállások segítségével kiválasztható a munkaciklus beállítási tartománya.

Impulzusgenerátor alkatrészek

Az időzítő áramkör C1-C4 kondenzátorai a kívánt frekvenciatartományhoz vannak kiválasztva, kapacitásuk 10 mikrofaradtól az infra-alacsony altartományhoz és 1000 pikofaradig a legmagasabb frekvenciához lehet.

Átlagosan 200 mA áramkorlát mellett az áramkör elég gyorsan képes feltölteni a kaput, de
Lehetetlen kisütni kikapcsolt tranzisztor mellett. A kapu kisütése földelt ellenállással szintén nem kielégítően lassú. Erre a célra egy független kiegészítő átjátszót használnak.

• Olvassa el: "Hogyan készítsd el számítógépről."

A tranzisztorokat bármely alacsony telítési feszültséggel és elegendő áramtartalékkal rendelkező HF-en választják ki. Például KT972+973. Ha nincs szükség nagy teljesítményű kimenetekre, a kiegészítő jelismétlő kiküszöbölhető. Második 20 kOm-os konstrukciós ellenállás hiányában két 10 kOm-es állandó ellenállást használtak, amelyek 50%-on belüli terhelhetőséget biztosítanak. A projekt szerzője Alekszandr Terentjev.

Általános leírás és használat

494 TLés ennek későbbi változatai a leggyakrabban használt mikroáramkör a push-pull teljesítményátalakítók építéséhez.

• TL494 (a Texas Instruments eredeti fejlesztése) - PWM feszültségátalakító IC egyvégű kimenetekkel (TL 494 IN - csomag DIP16, -25..85C, TL 494 CN - DIP16, 0..70C).
• K1006EU4 - a TL494 hazai analógja
• TL594 - a TL494 analógja a hibaerősítők és a komparátor pontosabbá tételével
• TL598 - a TL594 analógja push-pull (pnp-npn) jelismétlővel a kimeneten

Ez az anyag az eredeti műszaki dokumentum témájának általánosítása Texas Instruments, publikációk International Rectifier („Power semiconductor devices International Rectifier”, Voronezh, 1999) és Motorola.

Ennek a mikroáramkörnek az előnyei és hátrányai:

• Plusz: Fejlett vezérlő áramkörök, két differenciálerősítő (logikai funkciókat is ellát)
• Hátrányok: Az egyfázisú kimenetek további rögzítést igényelnek (az UC3825-höz képest)
• Mínusz: Az áramvezérlés nem elérhető, viszonylag lassú visszacsatolási hurok (nem kritikus az autóipari PN-ben)
• Hátrányok: Két vagy több IC szinkron csatlakoztatása nem olyan kényelmes, mint az UC3825 esetében

1. A TL494 chipek jellemzői

ION és feszültségcsökkenés védelmi áramkörök. Az áramkör akkor kapcsol be, ha a teljesítmény eléri az 5,5...7,0 V küszöbértéket (tipikus érték 6,4 V). Eddig a pillanatig a belső vezérlőbuszok tiltják a generátor és az áramkör logikai részének működését. Az üresjárati áram +15 V tápfeszültségnél (a kimeneti tranzisztorok le vannak tiltva) nem haladja meg a 10 mA-t. Az ION +5V (+4,75..+5,25 V, a kimenet stabilizálása nem rosszabb, mint +/- 25mV) akár 10 mA átfolyó áramot biztosít. Az ION csak egy NPN emitter követővel erősíthető (lásd TI 19-20. oldal), de egy ilyen „stabilizátor” kimenetén a feszültség nagymértékben függ a terhelési áramtól.

Generátor 0..+3.0V fűrészfog feszültséget generál (az amplitúdót az ION állítja be) a Ct időzítő kondenzátoron (5. érintkező) a TL494 Texas Instruments és 0...+2.8V a TL494 Motorola esetében (mit tehetünk) elvárják másoktól?), illetve a TI F =1,0/(RtCt), a Motorola esetében F=1,1/(RtCt).

Az 1 és 300 kHz közötti üzemi frekvenciák elfogadhatók, az ajánlott tartományban Rt = 1...500 kOhm, Ct = 470pF...10 μF. Ebben az esetben a frekvencia jellemző hőmérséklet-eltolódása (természetesen a csatlakoztatott alkatrészek eltolódása nélkül) +/-3%, a tápfeszültségtől függő frekvenciaeltolódás pedig a teljes megengedett tartományban 0,1%-on belül van.

A generátor távoli kikapcsolásához egy külső kulccsal rövidre zárhatja az Rt (6) bemenetet az ION kimenetével, vagy rövidre zárhatja a Ct-t a testtel. Természetesen az Rt, Ct kiválasztásakor figyelembe kell venni a nyitott kapcsoló szivárgási ellenállását.

Nyugalmi fázis vezérlő bemenet (munkaciklus) a nyugalmi fázis komparátoron keresztül beállítja a szükséges minimális szünetet az impulzusok között az áramkör karjaiban. Ez szükséges mind az átmenő áram megakadályozásához az IC-n kívüli teljesítményfokozatokban, mind a trigger stabil működéséhez - a TL494 digitális részének kapcsolási ideje 200 ns. A kimeneti jel akkor aktiválódik, ha a fűrész Ct-vel túllépi a 4. vezérlőbemenet (DT) feszültségét. 150 kHz-ig terjedő órajelnél nulla vezérlőfeszültség mellett a nyugalmi fázis = a periódus 3%-a (a vezérlőjel egyenértékű torzítása 100..120 mV), magas frekvenciákon a beépített korrekció a nyugalmi fázist 200-ra bővíti. .300 ns.

A DT bemeneti áramkör segítségével beállíthat egy rögzített nyugalmi fázist (R-R osztó), lágyindítási módot (R-C), távoli leállítást (kulcs), és használhatja a DT-t lineáris vezérlőbemenetként. A bemeneti áramkört PNP tranzisztorok segítségével állítják össze, így a bemeneti áram (1,0 μA-ig) az IC-ből kifolyik, nem pedig abba. Az áramerősség meglehetősen nagy, ezért kerülni kell a nagy ellenállású (100 kOhm-nál nem nagyobb) ellenállásokat. Lásd a TI, 23. oldalt a TL430 (431) 3-elvezetéses zener-diódával végzett túlfeszültség-védelem példájával kapcsolatban.

Erősítők hiba- Valójában olyan műveleti erősítők, amelyek Ku = 70...95 dB állandó feszültség mellett (60 dB a korai sorozatoknál), Ku = 1 350 kHz-en. A bemeneti áramkörök PNP tranzisztorokkal vannak összeállítva, így a bemeneti áram (maximum 1,0 μA) az IC-ből kifolyik, nem pedig abba. Az áramerősség elég nagy a műveleti erősítőhöz, az előfeszítési feszültség is nagy (akár 10 mV), ezért kerülni kell a nagy ellenállású (100 kOhm-nál nem nagyobb) ellenállásokat a vezérlőáramkörökben. De a pnp bemenetek használatának köszönhetően a bemeneti feszültség -0,3 V és Vsupply-2 V között van.

A két erősítő kimenetét dióda VAGY kombinálja. A magasabb kimeneti feszültségű erősítő veszi át a logikát. Ebben az esetben a kimeneti jel külön nem, hanem csak a dióda VAGY kimenetéről (egyben a hibakomparátor bemenetéről) érhető el. Így vonal módban csak egy erősítő hurkolható. Ez az erősítő a fő, lineáris visszacsatoló hurkot a kimeneti feszültségen zárja. Ebben az esetben a második erősítő használható komparátorként - például a kimeneti áram túllépése esetén, vagy kulcsként logikai riasztáshoz (túlmelegedés, rövidzárlat stb.), távoli leállításhoz stb. a komparátor bemenetei az ION-hoz vannak kötve, és logikai jelet szerveznek a második VAGY riasztási jelekre (még jobb - logikai ÉS normál állapotjelekre).

Ha RC frekvenciafüggő operációs rendszert használ, ne feledje, hogy az erősítők kimenete valójában egyvégű (soros dióda!), tehát feltölti a kapacitást (felfelé), és hosszú ideig tart lefelé kisütni. Ezen a kimeneten a feszültség 0..+3.5V-on belül van (kicsit több, mint a generátor kilengése), majd a feszültség együtthatója meredeken leesik és kb. 4.5V-nál a kimeneten az erősítők telítődtek. Hasonlóképpen kerülni kell az alacsony ellenállású ellenállásokat az erősítő kimeneti áramkörében (visszacsatoló hurok).

Az erősítőket nem úgy tervezték, hogy a működési frekvenciához képest egy órajelen belül működjenek. Az erősítőn belüli 400 ns jelterjedési késleltetéssel túl lassúak ehhez, és a trigger vezérlő logika nem engedi (a kimeneten oldalimpulzusok jelennének meg). Valódi PN áramkörökben az OS áramkör vágási frekvenciája 200-10000 Hz nagyságrendben van kiválasztva.

Trigger és kimenet vezérlő logika- Legalább 7 V tápfeszültséggel, ha a generátornál nagyobb a fűrészfeszültség, mint a DT vezérlő bemenetén, és ha a fűrészfeszültség nagyobb, mint bármelyik hibaerősítőnél (figyelembe véve a beépített küszöbértékeket ill. eltolások) - az áramköri kimenet megengedett. Amikor a generátort maximumról nullára állítják, a kimenetek kikapcsolnak. A parafázis kimenetű trigger a frekvenciát felére osztja. A 13. bemeneten lévő logikai 0 (kimeneti mód) esetén a trigger fázisokat a VAGY kombinálja, és egyidejűleg táplálja mindkét kimenetre a logikai 1-gyel, mindegyik kimenet külön-külön kapja meg a fázist.

Kimeneti tranzisztorok- npn Darlingtonok beépített hővédelemmel (de áramvédelem nélkül). Így a minimális feszültségesés a kollektor (általában a pozitív buszra zárva) és az emitter között (terhelésnél) 1,5 V (jellemzően 200 mA-nél), és egy közös emitterrel rendelkező áramkörben valamivel jobb, 1,1 V tipikus. A maximális kimeneti áram (egy nyitott tranzisztorral) 500 mA-re korlátozódik, a teljes chip maximális teljesítménye 1 W.

2. Az alkalmazás jellemzői

Dolgozzon egy MIS tranzisztor kapuján. Kimeneti átjátszók

Ha kapacitív terhelésen működik, amely hagyományosan egy MIS tranzisztor kapuja, a TL494 kimeneti tranzisztorokat egy emitterkövető kapcsolja be. Ha az átlagos áramerősség 200 mA-re van korlátozva, az áramkör képes gyorsan feltölteni a kaput, de lehetetlen kisütni kikapcsolt tranzisztor mellett. A kapu kisütése földelt ellenállással szintén nem kielégítően lassú. Végül is a kapukapacitás feszültsége exponenciálisan csökken, és a tranzisztor kikapcsolásához a kaput 10 V-ról legfeljebb 3 V-ra kell kisütni. Az ellenálláson keresztüli kisülési áram mindig kisebb lesz, mint a tranzisztoron áthaladó töltőáram (és az ellenállás eléggé felmelegszik, és felfelé haladva ellopja a kapcsolóáramot).

A lehetőség. Kisütő áramkör külső pnp tranzisztoron keresztül (a Shikhman webhelyéről kölcsönözve – lásd a „Jensen erősítő tápegységét”). A kapu töltésekor a diódán átfolyó áram kikapcsolja a külső PNP tranzisztort, amikor az IC kimenetet kikapcsolják, a dióda kikapcsol, a tranzisztor kinyílik, és lemeríti a kaput. Mínusz - csak kis terhelési kapacitáson működik (az IC kimeneti tranzisztor áramtartaléka korlátozza).

A TL598 használatakor (push-pull kimenettel) az alsó bitoldal funkciója már be van kötve a chipen. Az A lehetőség ebben az esetben nem praktikus.

B opció. Független kiegészítő átjátszó. Mivel a fő áramterhelést külső tranzisztor kezeli, a terhelés kapacitása (töltőáram) gyakorlatilag korlátlan. Tranzisztorok és diódák - bármilyen HF alacsony telítési feszültséggel és Ck-vel, valamint elegendő áramtartalékkal (1A impulzusonként vagy több). Például KT644+646, KT972+973. Az átjátszó „földjét” közvetlenül a tápkapcsoló forrása mellé kell forrasztani. Az átjátszó tranzisztorok kollektorait kerámia kondenzátorral kell sönteni (az ábrán nem látható).

Az, hogy melyik áramkört válasszuk, elsősorban a terhelés jellegétől (kapu-kapacitás vagy kapcsolási töltés), a működési frekvenciától és az impulzusélek időigényétől függ. És ezek (az előlapok) legyenek a lehető leggyorsabbak, mert az MIS kapcsolón lévő tranziens folyamatok során a hőveszteségek nagy része eloszlik. Azt javaslom, hogy a probléma teljes elemzéséhez forduljon az International Rectifier gyűjtemény publikációihoz, de egy példára szorítkozom.

Egy erős tranzisztor - IRFI1010N - a kapu referencia teljes töltése Qg = 130 nC. Ez nem kis teljesítmény, mert a tranzisztor kivételesen nagy csatornafelülettel rendelkezik, ami rendkívül alacsony csatornaellenállást biztosít (12 mOhm). Ezekre a kulcsokra van szükség a 12 V-os konvertereknél, ahol minden milliohm számít. A csatorna nyitásának biztosításához a kaput Vg=+6V-tal kell ellátni a földhöz képest, míg a teljes kaputöltés Qg(Vg)=60nC. A 10V-ra feltöltött kapu megbízható kisütéséhez Qg(Vg)=90nC feloldása szükséges.

2. Áramvédelem, lágyindítás, munkaciklus korlátozás megvalósítása

Általános szabály, hogy a terhelési áramkörben egy soros ellenállást kérnek, hogy áramérzékelőként működjön. De értékes voltokat és wattokat fog ellopni az átalakító kimenetén, és csak a terhelési áramköröket figyeli, és nem fogja tudni érzékelni a rövidzárlatokat az elsődleges áramkörökben. A megoldás egy induktív áramérzékelő a primer körben.

Maga az érzékelő (áramváltó) egy miniatűr toroid tekercs (belső átmérőjének az érzékelő tekercsén kívül szabadon át kell haladnia a fő transzformátor primer tekercsének vezetékén). A transzformátor primer tekercsének vezetékét átvezetjük a tóruszon (de nem a forrás „földelő” vezetékén!). A detektor felfutási időállandóját az órajel kb. 3-10 periódusára, a lecsengési idejét 10-szeresére állítottuk be, az optocsatoló válaszárama alapján (kb. 2-10 mA 1,2-1,6 feszültségeséssel). V).

A diagram jobb oldalán két tipikus megoldás található a TL494-re. Az Rdt1-Rdt2 osztó beállítja a maximális munkaciklust (minimális pihenési fázis). Például, ha Rdt1=4,7kOhm, Rdt2=47kOhm a 4-es kimeneten az állandó feszültség Udt=450mV, ami 18...22%-os nyugalmi fázisnak felel meg (az IC sorozattól és a működési frekvenciától függően).

A tápfeszültség bekapcsolásakor a Css lemerül, és a DT bemenet potenciálja Vref (+5 V) lesz. A Css-t az Rss-n (más néven Rdt2-n) keresztül töltik fel, simán csökkentve a potenciális DT-t az osztó által korlátozott alsó határig. Ez egy "lágy indítás". Css = 47 μF és a jelzett ellenállások esetén az áramköri kimenetek a bekapcsolás után 0,1 másodperccel nyitnak, és további 0,3-0,5 másodpercen belül elérik az üzemi munkaciklust.

Az áramkörben az Rdt1, Rdt2, Css mellett két szivárgás van - az optocsatoló szivárgási árama (magas hőmérsékleten legfeljebb 10 μA, szobahőmérsékleten körülbelül 0,1-1 μA) és az IC alapárama bemeneti tranzisztor, amely a DT bemenetről áramlik. Annak biztosítására, hogy ezek az áramok ne befolyásolják jelentősen az osztó pontosságát, az Rdt2=Rss értéke legfeljebb 5 kOhm, az Rdt1 pedig nem nagyobb, mint 100 kOhm.

Természetesen az optocsatoló és a DT áramkör kiválasztása a vezérléshez nem alapvető. Lehetőség van arra is, hogy komparátor módban hibaerősítőt használjunk, és blokkoljuk a generátor kapacitását vagy ellenállását (például ugyanazzal az optocsatolóval) - de ez csak leállás, nem sima korlátozás.

AZ IMPULZUS-TÁPELLÁTÁS TÁP-KAPCSOLÓJÁNAK VEZÉRLÉSE
TL494-el

A CIKKET A. V. GOLOVKOV és V. B LYUBITSKIJ "TÁPELLÁTÁS AZ IBM PC-XT/AT TÍPUS RENDSZERMODULAJAIHOZ" A "LAD&N" KIADÓ KÖNYVE ALAPJÁN KÉSZÍTETE.

VEZÉRLŐ IC TL494

A modern UPS-ekben általában speciális integrált áramköröket (IC-ket) használnak az átalakító teljesítménytranzisztorainak kapcsolófeszültségének előállítására.
Az UPS normál működését biztosító ideális vezérlő IC-nek PWM módban meg kell felelnie a legtöbb alábbi feltételnek:
üzemi feszültség legfeljebb 40 V;
rendkívül stabil, termikusan stabilizált referenciafeszültségforrás jelenléte;
fűrészfogú feszültséggenerátor jelenléte
a programozható lágyindítás külső jellel történő szinkronizálásának lehetőségének biztosítása;
nagy közös módú feszültségű mismatch jelerősítő jelenléte;
PWM komparátor jelenléte;
impulzusvezérelt trigger jelenléte;
egy kétcsatornás pre-terminális kaszkád jelenléte rövidzárlatvédelemmel;
kettős impulzuselnyomás logika jelenléte;
a kimeneti feszültségek szimmetriáját korrigáló eszközök rendelkezésre állása;
áramkorlátozás jelenléte a közös módú feszültségek széles tartományában, valamint áramkorlátozás minden egyes periódusban vészhelyzeti leállással;
automatikus vezérlés elérhetősége közvetlen sebességváltóval;
leállás biztosítása, amikor a tápfeszültség csökken;
túlfeszültség-védelem biztosítása;
a TTL/CMOS logikával való kompatibilitás biztosítása;
távoli be- és kikapcsolást biztosít.

11. ábra: TL494 vezérlő chip és kivezetése.

Az esetek túlnyomó többségében a TEXAS INSTRUMENT (USA) által gyártott TL494CN típusú mikroáramkört használják vezérlő áramkörként a vizsgált kapcsolóüzemű tápok osztályához (11. ábra). A fent felsorolt ​​funkciók többségét megvalósítja, és számos külföldi cég gyártja különböző néven. Például a SHARP cég (Japán) gyártja az IR3M02 mikroáramkört, a FAIRCHILD cég (USA) - UA494, a SAMSUNG cég (Korea) - KA7500, a FUJITSU cég (Japán) - MB3759 stb. Mindezek a mikroáramkörök teljes analógjai a hazai KR1114EU4 mikroáramkörnek. Tekintsük részletesen ennek a vezérlő chipnek a kialakítását és működését. Kifejezetten az UPS tápegységének vezérlésére tervezték, és tartalmazza (12. ábra):

12. ábra: A TL494 IC működési diagramja

DA6 rámpafeszültség generátor; a GPG frekvenciát az 5. és 6. érintkezőhöz csatlakoztatott ellenállás és kondenzátor értéke határozza meg, és a vizsgált tápegység osztályában körülbelül 60 kHz-re van kiválasztva;
stabilizált referencia feszültségforrás DA5 (Uref=+5,OB) külső kimenettel (14-es érintkező);
holtzóna komparátor DA1;
komparátor PWM DA2;
feszültséghiba erősítő DA3;
hibaerősítő DA4 áramkorlátozó jelhez;
két VT1 és VT2 kimeneti tranzisztor nyitott kollektorokkal és emitterekkel;
dinamikus push-pull D-trigger frekvenciaosztásos üzemmódban 2-vel - DD2;
kiegészítő logikai elemek DD1 (2-VAGY), DD3 (2ND), DD4 (2ND), DD5 (2-VAGY-NEM), DD6 (2-VAGY-NEM), DD7 (NEM);
állandó feszültségű forrás 0,1BDA7 névleges értékkel;
0,7 mA névleges értékű egyenáramú forrás DA8.
A vezérlő áramkör elindul, azaz. impulzussorozatok jelennek meg a 8-as és 11-es érintkezőkön, ha a 12-es érintkezőre tápfeszültséget kapcsolnak, amelynek szintje a +7 és +40 V közötti tartományban van. A TL494 IC-ben található funkcionális egységek teljes készlete felosztható digitális és analóg részre (digitális és analóg jelutak). Az analóg rész tartalmazza a DA3, DA4 hibaerősítőket, a DA1, DA2 komparátorokat, a DA6 fűrészfogú feszültséggenerátort, valamint a DA5, DA7, DA8 segédforrásokat. Az összes többi elem, beleértve a kimeneti tranzisztorokat is, a digitális részt (digitális utat) alkotja.

13. ábra A TL494 IC működése névleges üzemmódban: U3, U4, U5 - feszültségek a 3, 4, 5 érintkezőkön.

Nézzük először a digitális út működését. ábrán láthatóak a mikroáramkör működését magyarázó időzítési diagramok. 13. Az időzítési diagramokból jól látható, hogy a mikroáramkör kimeneti vezérlőimpulzusainak megjelenési pillanatait, valamint időtartamát (12. és 13. diagram) a DD1 logikai elem kimenetének állapota határozza meg (5. ábra). ). A „logika” többi része csak a DD1 kimeneti impulzusainak két csatornára osztásának segédfunkcióját látja el. Ebben az esetben a mikroáramkör kimeneti impulzusainak időtartamát a VT1, VT2 kimeneti tranzisztorok nyitott állapotának időtartama határozza meg. Mivel mindkét tranzisztor nyitott kollektorokkal és emitterekkel rendelkezik, kétféleképpen csatlakoztathatók. Ha egy közös emitterrel rendelkező áramkör szerint kapcsolják be, a kimeneti impulzusokat eltávolítják a tranzisztorok külső kollektor terheléseiről (a mikroáramkör 8-as és 11-es érintkezőiről), és magukat az impulzusokat a pozitív szintről lefelé irányítják (a vezető az impulzusok szélei negatívak). A tranzisztorok emitterei (a mikroáramkör 9. és 10. érintkezője) ebben az esetben általában földelve vannak. Közös kollektoros áramköri bekapcsoláskor a tranzisztorok emittereire külső terhelések kapcsolódnak, és az ebben az esetben túlfeszültségekkel irányított kimeneti impulzusok (az impulzusok elülső élei pozitívak) eltávolításra kerülnek a tranzisztorok emittereiről. VT1, VT2 tranzisztorok. Ezeknek a tranzisztoroknak a kollektorai a vezérlőchip (Upom) tápbusszal vannak összekötve.
A TL494 mikroáramkör digitális részének részét képező fennmaradó funkcionális egységek kimeneti impulzusai felfelé irányulnak, függetlenül a mikroáramkör kapcsolási rajzától.
A DD2 trigger egy push-pull dinamikus D flip-flop. Működésének elve a következő. A DD1 elem kimeneti impulzusának bevezető (pozitív) élére a DD2 flip-flop D bemenetének állapota kerül a belső regiszterbe. Fizikailag ez azt jelenti, hogy a DD2-ben található két flip-flop közül az első át van kapcsolva. Amikor a DD1 elem kimenetén az impulzus véget ér, a DD2-n belüli második flip-flop átkapcsol ennek az impulzusnak a lefutó (negatív) éle mentén, és megváltozik a DD2 kimenetek állapota (a D bemenetről olvasott információ a Q kimeneten jelenik meg) . Ez kiküszöböli annak lehetőségét, hogy a VT1, VT2 tranzisztorok alján egy perióduson belül kétszer megjelenjen egy feloldó impulzus. Valójában mindaddig, amíg a DD2 trigger C bemenetének impulzusszintje nem változik, a kimeneteinek állapota nem változik. Ezért az impulzus az egyik csatornán, például a felső csatornán (DD3, DD5, VT1) keresztül kerül a mikroáramkör kimenetére. Amikor az impulzus a C bemeneten véget ér, a trigger DD2 átkapcsol, zárolja a felső csatornát és feloldja az alsó csatornát (DD4, DD6, VT2). Ezért a következő impulzus, amely a C bemenetre és a DD5, DD6 bemenetekre érkezik, az alsó csatornán keresztül kerül a mikroáramkör kimenetére. Így a DD1 elem mindegyik kimeneti impulzusa negatív élével kapcsolja a DD2 triggert, és ezáltal megváltoztatja a következő impulzus csatornáját. Ezért a vezérlő mikroáramkör referenciaanyaga azt jelzi, hogy a mikroáramkör architektúrája kettős impulzuselnyomást biztosít, azaz. kiküszöböli a periódusonként ugyanazon a tranzisztoron alapuló két feloldó impulzus megjelenését.
Tekintsük részletesen a mikroáramkör digitális útjának működési periódusát.
A felső (VT1) vagy alsó (VT2) csatorna kimeneti tranzisztorán alapuló feloldó impulzus megjelenését a DD5, DD6 ("2OR-NOT") elemek működési logikája és a DD3 elemek állapota határozza meg, DD4 („2AND”), amelyet viszont a DD2 trigger állapota határoz meg.
A 2-OR-NOT elem működési logikája, mint ismeretes, hogy egy ilyen elem kimenetén csak akkor jelenik meg magas szintű feszültség (logikai 1), ha alacsony feszültségszintek (logikai 0) vannak mindkét bemenetét. A bemeneti jelek egyéb lehetséges kombinációinál a 2. VAGY NEM elem kimenete alacsony feszültségszinttel rendelkezik (logikai 0). Ezért ha a DD2 trigger Q kimenetén logikai 1 (a 13. ábra 5. diagramjának ti momentuma), a /Q kimenetén pedig logikai 0, akkor a DD3 elem mindkét bemenetén (2I) ) logikai 1 lesz, és ezért egy logikai 1 jelenik meg a DD3 kimeneten, tehát a felső csatorna DD5 (2OR-NOT) elemének egyik bemenetén. Ezért a DD1 elem kimenetéről ennek az elemnek a második bemenetére érkező jel szintjétől függetlenül a DD5 kimenet állapota logikai O lesz, és a VT1 tranzisztor zárt állapotban marad. A DD4 elem kimeneti állapota logikai 0 lesz, mert A logikai 0 a DD4 egyik bemenetén van, és oda a flip-flop DD2 /Q kimenetéről érkezik. A DD4 elem kimenetének logikai 0-ja a DD6 elem egyik bemenetére kerül, és lehetővé teszi egy impulzus áthaladását az alsó csatornán. Ez a pozitív polaritású impulzus (logikai 1) megjelenik a DD6 kimenetén, tehát a VT2 bázisán a DD1 elem kimeneti impulzusai közötti szünetben (vagyis arra az időre, amikor a DD1 kimenetén logikai 0 van). - az 5. diagram trt2 intervalluma, 13. ábra). Ezért a VT2 tranzisztor kinyílik, és a kollektorán megjelenik egy impulzus, amely a pozitív szintről lefelé löki ki (ha egy közös emitterrel rendelkező áramkör szerint van csatlakoztatva).
A DD1 elem következő kimeneti impulzusának kezdete (a 13. ábra 5. diagramjának t2 momentuma) nem változtatja meg a mikroáramkör digitális útja elemeinek állapotát, kivéve a DD6 elemet, amelynek kimenetén egy logikai 0 jelenik meg, és ezért a VT2 tranzisztor bezárul. A DD1 kimeneti impulzus befejeződése (ta momentum) a DD2 trigger kimeneteinek állapotában az ellenkezőjére változik (logikai 0 - a Q kimeneten, logikai 1 - a /Q kimeneten). Ezért a DD3, DD4 elemek kimeneteinek állapota megváltozik (a DD3 kimenetén - logikai 0, a DD4 kimenetén - logikai 1). A DD1 elem kimenetén!3 pillanatban kezdődött szünet lehetővé teszi a felső csatorna VT1 tranzisztorának kinyitását. A DD3 elem kimenetén a logikai 0 „megerősíti” ezt a lehetőséget, és a VT1 tranzisztoron alapuló feloldó impulzus valódi megjelenésévé változtatja. Ez az impulzus az U pillanatig tart, majd a VT1 bezárul és a folyamatok megismétlődnek.
Így a mikroáramkör digitális útja működésének fő gondolata az, hogy a kimeneti impulzus időtartamát a 8-as és 11-es (vagy a 9-es és 10-es érintkezőknél) az áramkörök közötti szünet időtartama határozza meg. a DD1 elem kimeneti impulzusai. A DD3, DD4 elemek meghatározzák az impulzus áthaladásának csatornáját alacsony szintű jel segítségével, amelynek megjelenése váltakozik a DD2 trigger Q és /Q kimenetein, amelyeket ugyanaz a DD1 elem vezérel. A DD5, DD6 elemek alacsony szintű illesztő áramkörök.
A mikroáramkör funkcióinak leírásának befejezéséhez még egy fontos jellemzőt kell megjegyezni. Amint az ábrán látható funkcionális diagramból látható, a DD3, DD4 elemek bemenetei egyesítve vannak, és a mikroáramkör 13-as érintkezőjére kerülnek. Ezért, ha a logikai 1-et alkalmazzuk a 13-as érintkezőre, akkor a DD3, DD4 elemek a DD2 trigger Q és /Q kimeneteiből származó információ ismétlőiként működnek. Ebben az esetben a DD5, DD6 elemek és a VT1, VT2 tranzisztorok fél periódusos fáziseltolással kapcsolnak, biztosítva a szünetmentes tápegység tápegységének működését, push-pull félhíd áramkör szerint. Ha a 13-as érintkezőre logikai 0 kerül, akkor a DD3, DD4 elemek blokkolva lesznek, azaz. ezen elemek kimeneteinek állapota nem változik (konstans logikai 0). Ezért a DD1 elem kimeneti impulzusai ugyanúgy hatnak a DD5, DD6 elemekre. A DD5, DD6 elemek, és ezért a VT1, VT2 kimeneti tranzisztorok fáziseltolás nélkül (egyidejűleg) kapcsolnak. A vezérlő mikroáramkör ezt a működési módját akkor használják, ha az UPS tápegysége egyciklusú áramkör szerint készül. Ebben az esetben a mikroáramkör mindkét kimeneti tranzisztorának kollektorait és emittereit kombinálják a teljesítmény növelése érdekében.
A kimeneti feszültséget „kemény” logikai egységként használják a push-pull áramkörökben
az Uref chip belső forrása (a chip 13-as érintkezője a 14-es érintkezővel van kombinálva).
Most nézzük meg a mikroáramkör analóg áramkörének működését.
A DD1 kimenet állapotát a DA2 PWM komparátor kimeneti jele határozza meg (4. ábra), amely az egyik DD1 bemenetre kerül. A DA1 komparátor kimeneti jele (2. ábra), amely a DD1 második bemenetére kerül, nem befolyásolja a DD1 kimenet állapotát normál üzemben, amelyet a DA2 PWM komparátor szélesebb kimeneti impulzusai határoznak meg.
Ezen túlmenően a 13. ábra diagramjaiból jól látható, hogy amikor a feszültségszint változik a PWM komparátor nem invertáló bemenetén (3. ábra), akkor a mikroáramkör kimeneti impulzusainak szélessége (12., 13. diagram) arányosan változtat. Normál üzemben a DA2 PWM-komparátor nem invertáló bemenetén a feszültségszintet csak a DA3 hibaerősítő kimeneti feszültsége határozza meg (mivel az meghaladja a DA4 erősítő kimeneti feszültségét), amely a DA3 erősítő kimeneti feszültségétől függ. visszacsatoló jel a nem invertáló bemenetén (a mikroáramkör 1. érintkezője). Ezért amikor a mikroáramkör 1. érintkezőjére visszacsatoló jelet adunk, a kimeneti vezérlő impulzusok szélessége a visszacsatoló jel szintjének változásával arányosan változik, ami viszont a szint változásával arányosan változik. az UPS kimeneti feszültségétől, mert A visszajelzés onnan jön.
A mikroáramkör 8. és 11. érintkezőjén a kimeneti impulzusok közötti időintervallumokat, amikor mindkét VT1 és VT2 kimeneti tranzisztor zárva van, „holt zónáknak” nevezzük.
A DA1 komparátort „holt zóna” komparátornak nevezik, mert meghatározza annak minimális lehetséges időtartamát. Magyarázzuk meg ezt részletesebben.
A 13. ábra időzítési diagramjaiból az következik, hogy ha a DA2 PWM komparátor kimeneti impulzusainak szélessége valamilyen okból csökken, akkor ezeknek az impulzusoknak egy bizonyos szélességétől kezdve a DA1 komparátor kimeneti impulzusai szélesebbek lesznek, mint a A DA2 PWM-komparátor kimeneti impulzusait, és elkezdi meghatározni a DD1 logikai elem kimenetének állapotát, és ezért. a mikroáramkör kimeneti impulzusainak szélessége. Más szóval, a DA1 komparátor korlátozza a mikroáramkör kimeneti impulzusainak szélességét egy bizonyos maximális szinten. A korlátozási szintet a DA1 komparátor (a mikroáramkör 4-es érintkezője) nem invertáló bemenetének potenciálja határozza meg állandósult állapotban. Másrészt azonban a 4-es érintkező potenciálja határozza meg a mikroáramkör kimeneti impulzusainak szélességbeállítási tartományát. Ahogy a 4. érintkezőnél nő a potenciál, ez a tartomány szűkül. A legszélesebb beállítási tartomány akkor érhető el, ha a 4. érintkezőnél a potenciál 0.
Ebben az esetben azonban fennáll annak a veszélye, hogy a „holt zóna” szélessége 0-val egyenlővé válhat (például az UPS-ből felvett áram jelentős növekedése esetén). Ez azt jelenti, hogy a vezérlő impulzusok a mikroáramkör 8. és 11. érintkezőjén közvetlenül követik egymást. Emiatt a „rack meghibásodásaként” ismert helyzet előállhat. Ezt az inverter teljesítménytranzisztorainak tehetetlensége magyarázza, amelyek nem tudnak azonnal nyitni és zárni. Ezért, ha egyidejűleg alkalmaz egy reteszelő jelet egy korábban nyitott tranzisztor bázisára, és egy feloldó jelet egy zárt tranzisztor alapjára (azaz nulla „holt zónával”), akkor olyan helyzetet kap, amelyben egy tranzisztor még nem zárt be, a másik pedig már nyitva van. Ezután a félhíd tranzisztorállványa mentén meghibásodás következik be, amely az átmenő áram áramlásából áll mindkét tranzisztoron keresztül. Ez az áram, amint az az ábrán látható diagramból látható. 5, megkerüli a teljesítménytranszformátor primer tekercsét, és gyakorlatilag korlátlan. Az áramvédelem ebben az esetben nem működik, mert nem folyik át az áram az áramérzékelőn (az ábrán nem látható; az alkalmazott áramérzékelők felépítéséről és működési elvéről a következő fejezetekben lesz részletesen szó), ami azt jelenti, hogy ez az érzékelő nem tud jelet kiadni a vezérlőáramkörnek. Ezért az átmenő áram nagyon rövid idő alatt nagyon nagy értéket ér el. Ez mindkét teljesítménytranzisztoron felszabaduló teljesítmény meredek növekedéséhez és azok szinte azonnali meghibásodásához (általában leálláshoz) vezet. Ezenkívül a teljesítmény-egyenirányító híd diódái megsérülhetnek az átmenő áram beindítása miatt. Ez a folyamat a hálózati biztosíték kiolvadásával ér véget, aminek tehetetlensége miatt nincs ideje megvédeni az áramköri elemeket, csak az elsődleges hálózatot védi a túlterheléstől.
Ezért a vezérlőfeszültség; A teljesítménytranzisztorok alapjaira táplált módon úgy kell kialakítani, hogy először az egyik tranzisztor megbízhatóan zárva legyen, és csak azután nyíljon ki a másik. Más szóval, a teljesítménytranzisztorok alapjaira szállított vezérlőimpulzusok között olyan időeltolásnak kell lennie, amely nem egyenlő nullával („holt zóna”). A „holt zóna” minimális megengedett időtartamát a tápkapcsolóként használt tranzisztorok tehetetlensége határozza meg.
A mikroáramkör architektúrája lehetővé teszi a „holt zóna” minimális időtartamának beállítását a mikroáramkör 4-es érintkezőjének potenciáljával. Ezt a potenciált az Uref mikroáramkör belső referenciaforrásának kimeneti feszültségbuszához csatlakoztatott külső osztóval lehet beállítani.
Egyes UPS-verziók nem rendelkeznek ilyen elválasztóval. Ez azt jelenti, hogy a lágyindítási folyamat befejezése után (lásd alább) a mikroáramkör 4. érintkezőjének potenciálja 0 lesz. Ezekben az esetekben a „holt zóna” minimális lehetséges időtartama továbbra sem lesz egyenlő 0-val. hanem a DA7 (0, 1B) belső feszültségforrás határozza meg, amely a DA1 komparátor nem invertáló bemenetére csatlakozik pozitív pólusával, és a mikroáramkör 4. érintkezőjére a negatív pólusával. Így ennek a forrásnak köszönhetően a DA1 komparátor kimeneti impulzusának szélessége, és így a „holt zóna” szélessége semmilyen körülmények között nem lehet egyenlő 0-val, ami azt jelenti, hogy „meghibásodás a rack mentén” alapvetően lehetetlen lesz. Más szóval, a mikroáramkör architektúrája korlátozza a kimeneti impulzusának maximális időtartamát (a „holt zóna” minimális időtartamát). Ha a mikroáramkör 4-es érintkezőjére osztó van csatlakoztatva, akkor lágyindítás után ennek a lábnak a potenciálja nem egyenlő 0-val, ezért a DA1 komparátor kimeneti impulzusainak szélességét nem csak a DA7 belső forrás határozza meg, hanem a maradék (a lágyindítási folyamat befejezése utáni) potenciál a 4. érintkezőnél. Ugyanakkor, mint fentebb említettük, a DA2 PWM-komparátor szélességbeállításának dinamikus tartománya szűkül.

INDÍTÁSI DIAGRAM

Az indító áramkört úgy tervezték, hogy olyan feszültséget szerezzen, amely a vezérlő mikroáramkör táplálására használható, hogy az IVP bekapcsolása után elinduljon a táphálózatba. Ezért az indítás a vezérlő mikroáramkör indítását jelenti először, amely nélkül a tápegység és a teljes UPS áramkör normál működése lehetetlen.
Az indítóáramkör két különböző módon építhető fel:
öngerjesztéssel;
erőltetett stimulációval.
Öngerjesztő áramkört használnak például a GT-150W UPS-ben (14. ábra). Az egyenirányított Uep hálózati feszültséget az R5, R3, R6, R4 rezisztív osztó táplálja, amely mindkét Q1 és Q2 bekapcsológomb tranzisztor alapja. Ezért a tranzisztorokon keresztül a C5, C6 (Uep) kondenzátorok teljes feszültségének hatására bázisáram kezd átfolyni az áramkörön (+)C5 - R5 - R7 - 6-e Q1 - R6 - R8 - 6 -e Q2 - a primer oldal „közös vezetéke” - (-)C6.
Mindkét tranzisztort kissé kinyitja ez az áram. Ennek eredményeként kölcsönösen ellentétes irányú áramok kezdenek átfolyni mindkét tranzisztor kollektor-emitter szakaszán az áramkörök mentén:
Q1-ig: (+)C5 - +310 V busz - Q1 - 5-6 T1 -1-2 T2-C9- (-)C5.
Q2-ig: (+)C6 - C9 - 2-1 T2 - 6-5 T1 - Q2 - az elsődleges oldal "közös vezetéke" - (-)C6.

14. ábra: A GT-150W UPS öngerjesztett indítási diagramja.

Ha az ellentétes irányú 5-6 T1 további (indító) fordulaton átfolyó mindkét áram egyenlő lenne, akkor a keletkező áram 0 lenne, és az áramkör nem tudna elindulni.
A Q1, Q2 tranzisztorok áramerősítési tényezőinek technológiai elterjedése miatt azonban az egyik áram mindig nagyobb, mint a másik, mert a tranzisztorok enyhén nyitottak különböző mértékben. Ezért a kapott áram az 5-6 T1 fordulatokon nem egyenlő 0-val, és van egy vagy másik irányú. Tegyük fel, hogy a Q1 tranzisztoron áthaladó áram dominál (vagyis Q1 nyitottabb, mint Q2), és ezért az áram a T1 5-ös érintkezőjétől a 6-os érintkezőjébe folyik. A további érvelések ezen a feltételezésen alapulnak.
Az igazságosság kedvéért azonban meg kell jegyezni, hogy a Q2 tranzisztoron átmenő áram is domináns lehet, és akkor az alábbiakban ismertetett összes folyamat a Q2 tranzisztorra vonatkozik.
A T1 5-6 menetein keresztül áramló áram kölcsönös indukciós EMF megjelenését okozza a T1 vezérlőtranszformátor összes tekercsén. Ebben az esetben (+) EMF fordul elő a 4-es érintkezőnél az 5-ös érintkezőhöz képest, és ennek az EMF-nek a hatására további áram folyik be a Q1 bázisba, enyhén kinyitva az áramkörön keresztül: 4 T1 - D7-R9-R7-6- 3 Q1 - 5 T1.
Ugyanakkor a (-) EMF megjelenik a T1 7. érintkezőjén a 8. érintkezőhöz képest, azaz. ennek az EMF-nek a polaritása blokkolja a Q2-t, és bezárul. Ezután a pozitív visszacsatolás (POF) lép életbe. Hatása az, hogy a Q1 kollektor-emitter szakaszon áthaladó áramerősödéssel és 5-6 T1 fordulattal egy növekvő EMF hat a 4-5 T1 tekercsre, ami további bázisáramot hozva létre a Q1 számára, még nagyobb mértékben nyitja azt. . Ez a folyamat lavinaszerűen fejlődik (nagyon gyorsan), és a Q1 teljes kinyílásához és a Q2 reteszeléséhez vezet. Lineárisan növekvő áram kezd átfolyni a nyitott Q1-en és a T2 teljesítményimpulzus-transzformátor 1-2 primer tekercsén, ami kölcsönös indukciós EMF-impulzus megjelenését okozza a T2 összes tekercsén. A 7-5 T2 tekercstől érkező impulzus a C22 tárolókapacitást tölti fel. Feszültség jelenik meg a C22-n, amely a TL494 típusú IC1 vezérlőchip 12-es érintkezőjének és a megfelelő fokozatnak a tápellátásaként van ellátva. A mikroáramkör elindul, és téglalap alakú impulzussorozatokat generál a 11, 8 érintkezőinél, amelyekkel a Q1, Q2 tápkapcsolók átkapcsolnak az illesztési fokozaton (Q3, Q4, T1). A névleges szintű impulzus EMF megjelenik a T2 teljesítménytranszformátor összes tekercsén. Ebben az esetben a 3-5 és 7-5 tekercsekből származó EMF folyamatosan táplálja a C22-t, állandó feszültségszintet fenntartva rajta (körülbelül +27 V). Más szóval, a mikroáramkör a visszacsatoló gyűrűn keresztül kezdi táplálni magát (öntáplálás). Az egység működési módba lép. A mikroáramkör és az illesztőfokozat tápfeszültsége segédfeszültség, csak a blokkon belül működik, és általában Upom-nak hívják.
Ennek az áramkörnek lehetnek bizonyos változatai, például a Mazovia CM1914 számítógép LPS-02-150XT kapcsolóüzemű tápegységében (Tajvanon) (15. ábra). Ebben az áramkörben a kezdeti lendületet az indítási folyamat fejlesztéséhez egy különálló D1, C7 félhullámú egyenirányítóval kapjuk, amely a hálózat első pozitív félciklusában táplálja meg a teljesítménykapcsolók rezisztív osztóját. Ez felgyorsítja az indítási folyamatot, mert... az egyik kulcs kezdeti feloldása a nagy kapacitású simítókondenzátorok töltésével párhuzamosan történik. Egyébként a séma a fent tárgyalthoz hasonlóan működik.

15. ábra: Öngerjesztő indító áramkör az LPS-02-150XT kapcsolóüzemű tápegységben

Ezt a sémát használják például a LING YIN GROUP (Tajvan) PS-200B UPS-ében.
A speciális indítótranszformátor T1 primer tekercsét a hálózati feszültség felével (220V névleges értéknél) vagy teljes feszültséggel (110V névleges értéknél) kapcsolják be. Ez azért történik, mert a T1 szekunder tekercs váltakozó feszültségének amplitúdója nem függ a táphálózat névleges értékétől. Amikor az UPS be van kapcsolva, váltakozó áram folyik át a T1 primer tekercsen. Ezért a táphálózat frekvenciájával váltakozó szinuszos EMF indukálódik a 3-4 T1 szekunder tekercsen. Az EMF hatása alatt folyó áramot a D3-D6 diódákon lévő speciális hídáramkör egyenirányítja, és a C26 kondenzátor simítja ki. Körülbelül 10-11V állandó feszültség szabadul fel a C26-on, amely a TL494 típusú U1 vezérlő mikroáramkör 12-es érintkezőjére és az illesztőfokozatra van táplálva. Ezzel a folyamattal párhuzamosan az élsimító szűrő kondenzátorai is feltöltődnek. Ezért mire a mikroáramkör tápfeszültséget kap, a teljesítményfokozat is feszültség alá kerül. A mikroáramkör elindul, és téglalap alakú impulzussorozatokat kezd generálni a 8, 11 érintkezőinél, amelyekkel a tápkapcsolók átkapcsolnak az illesztési fokozaton. Ennek eredményeként megjelennek a blokk kimeneti feszültségei. Az öntápláló üzemmódba lépés után a mikroáramkör a +12V-os kimeneti feszültségbuszról kap táplálást a D8 leválasztó diódán keresztül. Mivel ez az öntápláló feszültség valamivel nagyobb, mint a D3-D5 egyenirányító kimeneti feszültsége, ennek az indító egyenirányítónak a diódái le vannak zárva, és ez utólag nem befolyásolja az áramkör működését.
A D8 diódán keresztüli visszacsatolás nem kötelező. Egyes UPS áramkörökben, amelyek kényszergerjesztést használnak, nincs ilyen kapcsolat. A vezérlő mikroáramkör és az illesztőfokozat a teljes működési idő alatt az indító egyenirányító kimenetéről táplálkozik. Azonban az Upom buszon a hullámosság szintje ebben az esetben valamivel magasabb, mint abban az esetben, ha a mikroáramkört a +12 V-os kimeneti feszültségbuszról táplálják.
Összefoglalva az indítási sémák leírását, megjegyezhetjük felépítésük főbb jellemzőit. Egy öngerjesztett áramkörben a teljesítménytranzisztorok kezdetben kapcsolódnak, ami az Upom chip tápfeszültségének megjelenését eredményezi. A kényszerített gerjesztésű áramkörben először az Upom-ot kapjuk, és ennek eredményeként a teljesítménytranzisztorok kapcsolódnak. Ezen kívül az öngerjesztett áramkörökben az Upom feszültség általában +26V, a kényszergerjesztett áramkörökben pedig általában +12V körül mozog.
Egy kényszergerjesztésű áramkör (külön transzformátorral) a 16. ábrán látható.

16. ábra: Indító áramkör a PS-200B kapcsolóüzemű tápegység kényszergerjesztésével (LING YIN GROUP).

AZ IMPULZUS-TÁPELLÁTÁS TELJESÍTMÉNYE

Egy illesztőfokozat a nagy teljesítményű kimeneti fokozat összehangolására és leválasztására szolgál az alacsony teljesítményű vezérlőáramkörökről.
A különböző UPS-ekben egy megfelelő kaszkád felépítésének gyakorlati sémája két fő lehetőségre osztható:
tranzisztoros változat, ahol kapcsolóként külső diszkrét tranzisztorokat használnak;
tranzisztor nélküli változat, ahol maga a VT1, VT2 (integrált változatban) vezérlő chip kimeneti tranzisztorait használják kulcsként.
Ezen túlmenően egy másik jellemző, amellyel az illesztési fokozatok osztályozhatók, a félhíd inverter teljesítménytranzisztorainak vezérlési módja. E funkció alapján az összes megfelelő kaszkád a következőkre osztható:
közös vezérlésű kaszkádok, ahol mindkét teljesítménytranzisztort egy közös vezérlőtranszformátor vezérli, amely egy primer és két szekunder tekercsekkel rendelkezik;
külön vezérlésű kaszkádok, ahol a teljesítménytranzisztorok mindegyikét külön transzformátor vezérli, pl. Az illesztési szakaszban két vezérlőtranszformátor van.
Mindkét besorolás alapján az illesztési kaszkád négyféleképpen hajtható végre:
tranzisztor általános vezérléssel;
tranzisztor külön vezérléssel;
tranzisztor nélküli általános vezérléssel;
tranzisztor nélküli külön vezérléssel.
A külön vezérlésű tranzisztor fokozatokat ritkán vagy egyáltalán nem használják. A szerzőknek nem volt alkalmuk találkozni az illeszkedő kaszkád ilyen megtestesítőjével. A másik három lehetőség többé-kevésbé általános.
A teljesítményfokozattal való kommunikáció minden változatban transzformátoros módszerrel történik.
Ebben az esetben a transzformátor két fő funkciót lát el: a vezérlőjel erősítése az áram szempontjából (a feszültség csillapítása miatt) és a galvanikus leválasztás. A galvanikus leválasztás azért szükséges, mert a vezérlőchip és a megfelelő fokozat a szekunder oldalon, a teljesítményfokozat pedig az UPS elsődleges oldalán található.
Tekintsük az egyes említett illesztési kaszkádopciók működését konkrét példákon keresztül.
Egy közös vezérlésű tranzisztoros áramkörben a Q3 és Q4 tranzisztoron lévő push-pull transzformátor elő-teljesítményerősítőt alkalmazzák illesztő fokozatként (17. ábra).

17. ábra: A KYP-150W kapcsolóüzemű tápegység illesztési fokozata (tranzisztoros áramkör közös vezérléssel).

18. ábra Impulzusok valós alakja a kollektorokon

A D7 és D9 diódákon átfolyó áramok, amelyek a DT magban tárolt mágneses energia hatására áramlanak, csökkenő exponenciális formájúak. A DT magban a D7 és D9 diódákon áthaladó áramok során változó (eső) mágneses fluxus lép fel, ami EMF impulzusok megjelenését idézi elő a szekunder tekercseken.
A D8 dióda kiküszöböli az illesztési fokozat hatását a vezérlőchipre a közös tápbuszon keresztül.
Az ESAN ESP-1003R kapcsolóüzemű tápegységben egy másik típusú, általános vezérlésű tranzisztorillesztő fokozatot használnak (19. ábra). Ennek az opciónak az első jellemzője, hogy a mikroáramkör VT1, VT2 kimeneti tranzisztorai emitterkövetőként szerepelnek. A kimeneti jelek eltávolításra kerülnek a mikroáramkör 9. és 10. érintkezőjéről. Az R17, R16 és R15, R14 ellenállások a VT1 és VT2 tranzisztorok emitterterhelései. Ugyanezek az ellenállások képezik a Q3, Q4 tranzisztorok alapvető osztóit, amelyek kapcsoló üzemmódban működnek. A C13 és C12 kapacitások kényszerítik és felgyorsítják a Q3, Q4 tranzisztorok kapcsolási folyamatait. Ennek a kaszkádnak a második jellemzője, hogy a DT vezérlőtranszformátor primer tekercsének nincs kimenete a középpontból, és a Q3, Q4 tranzisztorok kollektorai közé van kötve. Amikor a vezérlő chip VT1 kimeneti tranzisztorja kinyílik, az R17, R16 osztó, amely a Q3 tranzisztor alapja, Upom feszültséggel kap feszültséget. Ezért áram folyik át a Q3 vezérlő csomóponton, és kinyílik. Ennek a folyamatnak a felgyorsítását segíti elő a C13 kényszerkapacitás, amely a Q3 bázist a megállapított értéknél 2-2,5-szer nagyobb nyitóárammal látja el. A Q3 nyitás eredménye, hogy az 1-2 DT primer tekercs az 1-es érintkezőjével a házhoz csatlakozik. Mivel a második Q4 tranzisztor reteszelve van, növekvő áram kezd átfolyni a DT primer tekercsen keresztül az áramkör mentén: Upom - R11 - 2-1 DT - Q3 - ház.

19. ábra: ESP-1003R ESAN ELECTRONIC CO., LTD kapcsolóüzemű tápegység illesztési fokozata (közös vezérlésű tranzisztoros áramkör).

Téglalap alakú EMF impulzusok jelennek meg a 3-4 és 5-6 DT szekunder tekercseken. A DT szekunder tekercsek tekercselési iránya eltérő. Ezért az egyik teljesítménytranzisztor (az ábrán nem látható) nyitó alapimpulzust, a másik pedig záró impulzust kap. Amikor a vezérlőchip VT1-je élesen zár, a Q3 is élesen zár utána. A zárási folyamat felgyorsítását a C13 kényszerkapacitás segíti, amelyről a feszültség a záró polaritásban a Q3 bázis-emitter átmenetre kerül. Ezután a „holt zóna” akkor tart, amikor a mikroáramkör mindkét kimeneti tranzisztorja zárva van. Ezután megnyílik a VT2 kimeneti tranzisztor, ami azt jelenti, hogy az R15, R14 osztót, amely a második Q4 tranzisztor alapja, Upom feszültség táplálja. Ezért a Q4 kinyílik, és az 1-2 DT primer tekercs a másik végén (2-es érintkező) csatlakozik a házhoz, így növekvő áram kezd átfolyni rajta az előző esettel ellentétes irányban az áramkör mentén: Upom -R10 - 1-2 DT - Q4 - "keret".
Ezért megváltozik az impulzusok polaritása a DT szekunder tekercsén, és a második teljesítménytranzisztor kapja a nyitó impulzust, és egy záró polaritású impulzus fog működni az első alapján. Amikor a vezérlőchip VT2-je élesen zár, a Q4 is élesen zár utána (a C12 kényszerkondenzátor segítségével). Ezután a „holt zóna” ismét folytatódik, majd a folyamatok megismétlődnek.
Így ennek a kaszkádnak a működése mögött az a fő gondolat, hogy a DT magban váltakozó mágneses fluxus érhető el annak köszönhetően, hogy a DT primer tekercs egyik vagy másik végén a házhoz van csatlakoztatva. Ezért váltakozó áram folyik rajta közvetlen alkatrész nélkül, egypólusú táplálással.
Az UPS illesztőfokozatainak tranzisztor nélküli változataiban a vezérlő mikroáramkör VT1, VT2 kimeneti tranzisztorait az illesztési fokozat tranzisztoraiként használják, amint azt korábban megjegyeztük. Ebben az esetben nincsenek diszkrét illesztő fokozatú tranzisztorok.
Általános vezérlésű tranzisztor nélküli áramkört használnak például a PS-200V UPS áramkörben. A VT1, VT2 mikroáramkör kimeneti tranzisztorait a kollektorok mentén a DT transzformátor primer féltekercsei terhelik (20. ábra). Az áramellátás a primer tekercs DT felezőpontja.

20. ábra A PS-200B kapcsolóüzemű tápegység illesztési fokozata (tranzisztor nélküli áramkör közös vezérléssel).

A VT1 tranzisztor nyitásakor növekvő áram folyik ezen a tranzisztoron és a DT vezérlőtranszformátor 1-2 féltekercsén keresztül. A DT szekunder tekercsén vezérlőimpulzusok jelennek meg, amelyek olyan polaritásúak, hogy az inverter teljesítménytranzisztorainak egyike kinyílik, a másik pedig zár. Az impulzus végén a VT1 élesen zár, az 1-2 DT féltekercsen keresztüli áram leáll, így a DT szekunder tekercseken az EMF eltűnik, ami a teljesítménytranzisztorok zárásához vezet. Ezután a „holt zóna” akkor tart, amikor a mikroáramkör mindkét kimeneti tranzisztora VT1 és VT2 zárva van, és nem folyik áram a DT primer tekercsen. Ezután kinyílik a VT2 tranzisztor, és az idővel növekvő áram átfolyik ezen a tranzisztoron és a 2-3 DT féltekercselésen. Az ezen áram által a DT magban létrehozott mágneses fluxus az előző esettel ellentétes irányú. Ezért a DT szekunder tekercseken az előző esettel ellentétes polaritású EMF indukálódik. Ennek eredményeként a félhíd inverter második tranzisztorja kinyílik, és az első alján az impulzus polaritása zárja azt. Amikor a vezérlőchip VT2 záródik, a rajta és a DT primer tekercsen áthaladó áram leáll. Ezért az EMF a DT szekunder tekercseken eltűnik, és az inverter teljesítménytranzisztorai ismét záródnak. Ezután a „holt zóna” ismét folytatódik, majd a folyamatok megismétlődnek.
Ennek a kaszkádnak a felépítésének fő ötlete az, hogy a vezérlőtranszformátor magjában váltakozó mágneses fluxust lehet elérni, ha a transzformátor primer tekercsének középső pontját árammal látjuk el. Ezért a féltekercseken áramok haladnak át azonos számú fordulattal különböző irányokba. Ha a mikroáramkör mindkét kimeneti tranzisztora zárva van ("holt zónák"), a mágneses fluxus a mag DT-ben egyenlő 0-val. A tranzisztorok váltakozó nyitása mágneses fluxus váltakozó megjelenését okozza az egyik vagy a másik féltekercsben. A kapott mágneses fluxus a magban változó.
Az utolsó változatot (tranzisztor nélküli áramkör külön vezérléssel) például az Appis számítógép UPS-ében (Peru) használják. Ebben az áramkörben két DT1, DT2 vezérlőtranszformátor található, amelyek primer féltekercsei a mikroáramkör kimeneti tranzisztorainak kollektorterhelései (21. ábra). Ebben a sémában a két tápkapcsoló mindegyikét külön transzformátor vezérli. A mikroáramkör kimeneti tranzisztorainak kollektorait a közös Upom buszról táplálják a DT1, DT2 vezérlőtranszformátorok primer tekercseinek felezőpontjain keresztül.
A D9, D10 diódák a DT1, DT2 primer tekercsek megfelelő részeivel mag lemágnesező áramköröket alkotnak. Nézzük meg ezt a kérdést részletesebben.

21. ábra Az "Appis" kapcsolóüzemű tápegység illesztési fokozata (tranzisztor nélküli áramkör külön vezérléssel).

Az illesztési fokozat (21. ábra) lényegében két független egyvégű előremenő konverter, mert a nyitóáram az illesztő tranzisztor nyitott állapota során a teljesítménytranzisztor alapjába folyik, azaz. az illesztő tranzisztor és a hozzá transzformátoron keresztül csatlakoztatott teljesítménytranzisztor egyidejűleg nyitva van. Ebben az esetben mindkét DT1, DT2 impulzustranszformátor a primer tekercs áramának állandó összetevőjével működik, azaz. kényszermágnesezéssel. Ha nem tesznek különleges intézkedéseket a magok demagnetizálására, akkor az átalakító több működési periódusa során mágneses telítettségbe kerülnek, ami az elsődleges tekercsek induktivitásának jelentős csökkenéséhez és a VT1, VT2 kapcsolótranzisztorok meghibásodásához vezet. Tekintsük a VT1 tranzisztor és a DT1 transzformátor átalakítójában fellépő folyamatokat. Amikor a VT1 tranzisztor kinyílik, lineárisan növekvő áram folyik át rajta és az 1-2 DT1 primer tekercsen az áramkör mentén: Upom -2-1 DT1 - VT1 áramkör - „tok”.
Amikor a feloldó impulzus a VT1 alján véget ér, az hirtelen zár. A DT1 1-2 tekercsén áthaladó áram leáll. A 2-3 DT1 lemágnesező tekercsen lévő EMF azonban megváltoztatja a polaritást, és a lemágnesező mag DT1 áram áramlik ezen a tekercsen és a D10 diódán keresztül az áramkörön: 2 DT1 - Upom - C9 - „test” - D10-3DT1.
Ez az áram lineárisan csökken, azaz. a DT1 magon áthaladó mágneses fluxus deriváltja előjelet vált, és a mag demagnetizálódik. Így ebben a fordított ciklusban a VT1 tranzisztor nyitott állapotában a DT1 magban tárolt többletenergia visszakerül a forrásba (az Upom busz C9 tárolókondenzátora újratöltődik).
Ez a lehetőség azonban az illesztési kaszkád megvalósítására a legkevésbé előnyös, mert mindkét DT1, DT2 transzformátor indukciós alulkihasználással és a primer tekercs áramának állandó összetevőjével működik. A DT1, DT2 magok mágnesezettségének megfordítása privát ciklusban történik, amely csak pozitív indukciós értékeket takar. Emiatt a magokban lévő mágneses fluxusok pulzálónak bizonyulnak, azaz. állandó komponenst tartalmaznak. Ez a DT1, DT2 transzformátorok súlyának és méretének megnövekedéséhez vezet, és ezen túlmenően a többi megfelelő kaszkád opcióhoz képest itt két transzformátorra van szükség egy helyett.

A KAPCSOLÓS TÁPELLÁTÁS ALAPVETŐ PARAMÉTEREI AZ IBM SZÁMÁRA		Figyelembe veszik a kapcsolóüzemű tápegységek főbb paramétereit, megadják a csatlakozó kivezetését, a működési elve hálózati feszültségen 110 és 220 volt,
		Részletesen ismertetjük a TL494 mikroáramkört, a kapcsolóáramkört és a kapcsolóüzemű tápegységek teljesítménykapcsolóinak vezérlésére szolgáló használati eseteket.
KAPCSOLÓ TÁPELLÁTÁS TÁPKAPCSOLÁSÁNAK KEZELÉSE TL494 HASZNÁLATÁVAL		Leírják a teljesítménytranzisztorok alapáramköreinek vezérlésének főbb módszereit a kapcsolóüzemű tápegységekben és a másodlagos teljesítmény-egyenirányítók kialakításának lehetőségeit.		A kapcsolóüzemű tápegység kapcsolási rajzának és működésének teljes leírása

Sárkányok Lord (2005)

Feladat: Készítsen egy könnyen használható, maximálisan sokoldalú téglalap alakú impulzusgenerátort. Ennek előfeltétele annak biztosítása, hogy a jel kezdő és lefutó éle a lehető legmeredekebb legyen. Ezenkívül kívánatos a frekvencia és a munkaciklusok lehető legszélesebb tartományának lefedése. A feladatnak megfelelően a „telephely” projektben résztvevők közös erőfeszítésével egy séma született, amelyet az alábbiakban kérünk, hogy ismerkedjen meg.

Sematikus diagram és grafika:

Fotók a kész generátorról: A generátorral való munka során időszakonként javították, és finomították az áramköri besorolásokat. Ennek kapcsán a generátor két korszerűsítésen esett át. Mutassuk be sorban a generátor összes verzióját. Az első, azonnal összeszerelt változatot az különböztette meg, hogy nem volt „fedélzetén” áramforrás.

Működés közben kiderült, hogy ekkora kondenzátorra nincs szükség. A kondenzátorokat közvetlenül a generátorlapra szerelték fel feszültségstabilizátorral együtt. A transzformátor és a tápkapcsoló közös alapra van integrálva.

A közelmúltban a lefedett frekvenciatartomány bővítése érdekében újabb frissítést hajtottak végre, és egy további kapcsolót integráltak az áramkörbe az időzítési láncban lévő kondenzátor gyors cseréjéhez, amelyről az alábbiakban részletesebben lesz szó.

3.0 verzió. (2009) az elérhető frekvenciatartományt bővítették

A séma leírása: A TL494 mikroáramkör egyciklusú üzemmódban (így látható a fenti ábrán) és push-pull üzemmódban is működhet, felváltva két terhelésen. Az alábbiakban elmondom, hogyan alakítsuk át az áramkört push-pull áramkörré, de most nézzünk egy együtemű áramkört.

Az egyciklusú áramkörre elsősorban az jellemző, hogy a jel terhelhetőségét nulláról 100%-ra tudjuk változtatni (a csatorna mindig nyitva van). A munkaciklus-beállító lánc a mikroáramkör 2. lábán található. Próbálja meg fenntartani a jelzett értékeket: 20K - trimmelő ellenállás és 12K korlátozás. A mikroáramkör 2. és 4. lába közötti kondenzátor 0,1 μF.

A frekvenciatartományt két elem szabályozza: egyrészt a mikroáramkör 6. lábán lévő ellenállások lánca, másrészt az 5. lábon lévő kondenzátor kapacitása. Ellenállásokat szerelünk be: 330K - tuning és 2,2K konstans. Ezután nézze meg az elején megadott grafikont. A grafikonokat vízszintesen az ellenállásértékekre korlátoztuk. Bal és jobb. Az 5. lábon lévő, 1000 pF = 1 nF = 0,001 μF kapacitású kondenzátornál (a grafikon felső egyenese) a kapott frekvenciatartomány 4 KHz-től a mikroáramkör határáig (a valóságban 150... 200 KHz, de potenciálisan akár 470 KHz, bár ilyen frekvenciák nem érhetők el ugyanazokkal a módszerekkel). A generátor legutóbbi frissítése során egy kapcsoló került az áramkörbe, amely a mikroáramkör 5. lábán lévő időzítő kondenzátort 1000 pF névleges értékről 100 nF = 0,1 µF névleges értékűre cseréli, így lehetséges az alsó frekvenciatartomány lefedése (a második sor alulról a grafikonon). A második tartomány a következő: 40Hz-től 5KHz-ig. Ennek eredményeként olyan generátort kaptunk, amely lefedi a 40 Hz-től 200 KHz-ig terjedő tartományt.

Most néhány szó az általunk irányított végfokozatról. Kulcsként a három kulcs (tranzisztorok) bármelyikét használhatja, a terhelés szükséges paramétereitől függően. Itt vannak: IRF540 (28A, 100V), IRF640 (18A, 200V) és IRF840 (8A, 500V). Mindhárom lába azonos számozású. Az élesebb hátsó él érdekében használja a KT6115A tranzisztort. Ennek a tranzisztornak az a szerepe, hogy élesen csökkentse a térkapcsoló kapupotenciálját mínuszra. Ennek a kiegészítő tranzisztornak (meghajtónak) a csatlakoztatásához egy diódát és egy 1K ellenállást használnak. A kapun található 10 ohmos ellenállás közvetlenül kiküszöböli az esetleges nagyfrekvenciás csengetést. Ezenkívül a csengetés elleni küzdelem érdekében azt javaslom, hogy helyezzen egy apró ferritgyűrűt a terepi fegyver retesz lábára.

Ha szükséges, az áramkör átalakítható push-pull áramkörré, és felváltva két terhelést szivattyúzhat. A push-pull üzemmód fő különbségei egyrészt az, hogy a kimeneti frekvenciát minden csatornán a számított felére csökkentik, másrészt az egyes csatornák jelterhelési ciklusa mostantól 0 és 50% között lesz beállítva. Az áramkör push-pull módba kapcsolásához pozitív tápfeszültséget kell alkalmazni a mikroáramkör 8. lábára (mint a 11. lábon). A 13. lábat is össze kell kötni a 14-gyel és a 15-össel. Ennek megfelelően a 9. láb kimenetére csatlakoztasson egy hasonló végfokozatot, mint a mikroáramkör 10. lábán látjuk.

Végül megjegyzem, hogy a TL494 chip 7 és 41 V közötti tápfeszültség-tartományban működik. 7 Voltnál kevesebbet nem táplálhat – egyszerűen nem indul el. Az ilyen típusú kulcstranzisztorokhoz elegendő 9 voltos tápfeszültség. Érdemesebb 12V-ot, még jobb 15V-ot csinálni (gyorsabban nyílik, vagyis rövidebb lesz a bevezető él). Ha nem találja a KT6115A-t, kicserélheti egy másik, kevésbé erős KT685D tranzisztorra (vagy bármilyen betűre). A 685-ös tranzisztor lábai, ha Ön felé néz, balról jobbra: K, B, E. Sikeres kísérletezést kívánok!